寧平華，陳樂柱，丁鑫龍，夏興國

（1.馬鞍山職業(yè)技術(shù)學(xué)院電氣工程系，馬鞍山243031；2.安徽工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，馬鞍山243002）

雙RCD箝位的雙管正激變換器研究

寧平華1，陳樂柱2，丁鑫龍2，夏興國1

（1.馬鞍山職業(yè)技術(shù)學(xué)院電氣工程系，馬鞍山243031；2.安徽工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，馬鞍山243002）

針對傳統(tǒng)單管和雙管DC-DC變換電路分別存在的高開關(guān)應(yīng)力與低占空比的不足，提出一種雙RCD箝位的雙管正激變換電路，并對該電路進(jìn)行了穩(wěn)態(tài)分析及仿真與樣機(jī)試驗驗證。結(jié)果表明，該電路不僅可將最大可調(diào)占空比由普通雙管時的0.5提升至0.8左右，而且能使最大開關(guān)應(yīng)力較單管有大幅下降，同時，系統(tǒng)具有開關(guān)應(yīng)力低和可調(diào)占空比高的優(yōu)點(diǎn)。

RCD箝位；雙管正激；DC變換器；連續(xù)電流模式CCM；斷續(xù)電流模式DCM；PSpice

引言

單開關(guān)管DC-DC變換電路具有結(jié)構(gòu)簡單低成本的優(yōu)點(diǎn)。但是，由于開關(guān)管要承受過大的開關(guān)應(yīng)力，所以故障易發(fā)穩(wěn)定性不高［1-4］。普通雙管DC-DC變換電路與單管相比，單位開關(guān)管電壓應(yīng)力下降了一半。但是，PWM占空比不能超過50%，不能滿足開關(guān)電源在高輸入輕載工況下的調(diào)壓需求［5-12］。

針對該情況，本文提出具有雙RCD箝位的雙管正激變換電路，為該問題的解決提供一種思路。

1　變換器電路原理

由于單管變換電路開關(guān)應(yīng)力高，而普通雙管變換電路雖然開關(guān)應(yīng)力降低，但占空比不能超過50%限制。文獻(xiàn)［2］提出一種單RCD復(fù)位的雙管變換電路，可以將占空比提高到57%左右，但該電路在低輸入電壓、重載情況下將不能進(jìn)一步提高占空比獲得穩(wěn)定輸出，且兩開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力不同，S1關(guān)管時應(yīng)力高于S2，若選用同型號，則易造成S1過壓燒毀或S2開關(guān)性不能有效發(fā)揮等問題。本文提出一種雙RCD雙管正激變換器，如圖1所示。它具有雙RCD箝位電路，能保證輸入在較寬范圍變化，尤其是低輸入重載時，可以進(jìn)一步提高占空比，從而得到穩(wěn)定輸出［14］。

圖1　變換器總體電路Fig.1　Overall circuit of converter

2　箝位的雙管變換器穩(wěn)態(tài)分析

為簡化驅(qū)動電路，圖1中使用具有兩個次級繞組完全相同的變壓器T1來保證開關(guān)管M1和M2同時通斷。電路在斷續(xù)模式 DCM（discontinuous current mode）和連續(xù)模式CCM（continuous current mode）時波形分別如圖2所示。圖中，Vmg為開關(guān)管M1、M2的柵極G控制信號，Vt和It分別為開關(guān)變壓器T2原邊電壓和電流，Im1為注入M1漏極D的電流，Id1為流經(jīng)箝位管D1的電流，Vc1為箝位電容C1上的電壓，IL1為流經(jīng)扼流圈L1的電流，Vs為輸入電壓，各電壓電流的參考方向已在圖1中標(biāo)注。因為兩復(fù)位支路所使用元器件相同，為簡化計算，圖中假設(shè)Vc1=Vc2=Vc。在一個PWM周期內(nèi)，DCM工作模式包含7個工作時段；而CCM只包含5個，少了最后2個時段。

圖2　不同工作模式時波形Fig.2　Waveforms of different working modes

DCM模式下不同時段的工作器件如圖3所示，具體分析如下：

（1）t0～t1時段：M1和M2由斷到通，此變化過程很快，所以該時段很短。開關(guān)管漏極D和源極S上的電壓由0.5 Vs下降到0，該壓降轉(zhuǎn)移至T2原邊。此時箝位二極管D1、D2和續(xù)流二極管D4截止，箝位電容C1、C2分別通過與其并聯(lián)的復(fù)位電阻R1、R2放電。整流二極管D3由斷到通，扼流圈L1的電流IL1由0緩慢增加，負(fù)載電阻RL1主要依靠濾波電容C3供電。到t1時刻，M1、M2已完全導(dǎo)通。

圖3　不同時段的工作器件Fig.3　Working devices in different stages

（2）t1～t2時段：M1和M2導(dǎo)通，勵磁電流It逐漸增大，T2原邊電壓Vt等于輸入電壓Vs；D3導(dǎo)通，T2副邊給L1、C3充電蓄能，同時給負(fù)載RL1供電。其他元件狀態(tài)與t0～t1相同。此狀態(tài)為正激過程，將能量由電源傳遞到負(fù)載同時給蓄能元件充電。t0～t2參與工作的器件如圖3（a）所示。

（3）t2～t3時段：M1、M2由通到斷，Vt逐漸減小，It變化趨勢由增大變?yōu)闇p小，使T2副邊感應(yīng)電動勢反向，D3因承受反壓立即截止，副邊電流突變?yōu)?，因為It為副邊電流的1/n（n為T2原副邊匝數(shù)比），所以It瞬間跌落到空載電流I0（該電流通常為額定電流是5%左右，若不計漏感則為0）。D3截止后，L1經(jīng)D4續(xù)流。

（4）t3～t4時段：由于在t3時刻It跌落至空載電流I0，根據(jù)電感電壓與電流的關(guān)系（此處L取變壓器漏感值），此時會產(chǎn)生一個較大的與Vs方向相反的感生電動勢，在t4時刻達(dá)到與Vs幅值相等。t2～t4參與工作的器件如圖3（b）所示。

（5）t4～t5時段：Vt繼續(xù)沿負(fù)向變化，當(dāng)幅值超過Vs后，D1、D2承受正向壓降而導(dǎo)通，由于C1、C2電壓Vc1、Vc2此時接近0，所以It瞬間增大，形成一個較大的充電電流，t4時刻工作的器件如圖3（c）所示。隨后，It繼續(xù)對C1、C2充電，并將多余能量回饋電源。隨著電容兩端電壓不斷上升，電阻R1和R2上的電流不斷增加，而It緩慢變小。到t5時刻Vt達(dá)到負(fù)向最大幅值，對C1、C2充電結(jié)束。

（6）t5～t6時段：Vt繼續(xù)沿正向緩慢增加，It繼續(xù)通過原來的路徑續(xù)流，C1和C2分別通過R1和R2放電。IL1繼續(xù)減至0，D3截止。t6時刻，Vt增加至與-Vs相等，D1、D2截止，該時段結(jié)束。t5～t6時段工作的器件如圖3（d）所示。

（7）t6～t7時段：C1、C2繼續(xù)通過R1和R2放電，C3繼續(xù)為負(fù)載RL1供電，此時的工作器件如圖3（e）所示。

在工作過程中變壓器T2必須滿足的伏秒平衡式為

式中，D為占空比。

顯然，只要Vc大于0，則可得到Dmax大于50%。

電壓增益推導(dǎo)如下。

為簡化分析，做以下假設(shè)：T2為理想變壓器，不計漏感；M1和M2為理想開關(guān)，無開通與關(guān)斷損耗；D3與D4為理想二極管，導(dǎo)通壓降為0；L1的電感量與C3的電容量足夠大。電路僅有2種狀態(tài)，通態(tài)與斷態(tài)。在通態(tài)時，M1和M2導(dǎo)通，T2的原邊電壓為Vs，副邊電壓為Vs/n，D3導(dǎo)通，D4截止，L1上的電壓為：Vs/n-Vo；在斷態(tài)時，M1和M2關(guān)斷，D4導(dǎo)通，D3截止，L1上的電壓為Vo。由穩(wěn)態(tài)下L1也必須滿足伏秒平衡公式可得：（Vs/n-Vo）D=Vo（1-D），則電壓增益為

3　RCD箝位電路的設(shè)計

為達(dá)到設(shè)計目標(biāo)，同時簡化設(shè)計過程，RCD箝位電路設(shè)計過程如下：

（1）為提高雙管正激電路最大可調(diào)占空比，在主電路中設(shè)置雙RCD箝位電路。

（2）通常，雙管正激電路中2個開關(guān)管參數(shù)相同，為均衡開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力，2個RCD箝位電路參數(shù)也應(yīng)盡可能一致。

（3）為使開關(guān)管在低輸入電壓重載和高輸入電壓輕載2種極端不利條件時開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力盡可能接近。RCD箝位電路參數(shù)確定方法以下。

步驟1確定箝位電容的最大充電電壓值VC_max，即

式中：VDSS為開關(guān)管的最大耐壓；Vs_max為最大輸入電壓；K為安全系數(shù)，取0.7～0.9，當(dāng)工作條件惡劣安全系數(shù)要求時應(yīng)取較小值。

步驟2確定箝位電容值C，即

式中：Lp為高頻變壓器T2的原邊電感量；Ic為t4時刻充電電流值；Vc為電容電壓；Vf為開關(guān)管關(guān)斷時副邊對原邊的反饋電壓。

步驟3確定復(fù)位電阻R，即

式中：f為變換器的開關(guān)頻率；C為箝位電容。

4　仿真驗證及結(jié)果分析

在PSpice軟件中建立仿真模型，將占空比D定義為參數(shù)val，設(shè)置其取值為［0.4，0.5，0.6，0.7，0.8，0.9］，通過時域參數(shù)掃描方式得到仿真波形，模型和波形如圖4所示［13］。從仿真結(jié)果可以看出，雙RCD雙管正激變換器模型最大可調(diào)占空比可以達(dá)到0.8。當(dāng)其超過0.8后，D的增加反而使輸出電壓變低；在低于0.8時，隨著占空比上升，單位占空比對輸出電壓的提升效果逐漸下降。

圖4　仿真模型及結(jié)果Fig.4　Simulation model and results

5　實驗結(jié)果與數(shù)據(jù)分析

為驗證該電路的實際工作性能，制作了1臺直流輸入電壓100～250 V，輸出24 V/10 A的直流變換器樣機(jī)，其主要參數(shù)如下：開關(guān)頻率f取60 kHz，2個功率開關(guān)管M1和M2選用IPB50R299CP，整流二極管D3選用1N4007，續(xù)流二極管D4使用超快恢復(fù)二極管MUR1020，主開關(guān)變壓器T2變比n=50∶10，原邊電感為470 μH，副邊電感為95 μH，箝位電容C1和C2均為47 nF，復(fù)位電阻R1和R2均取330 Ω，濾波電感L1取47 μH，濾波電容C3為470 μF。

輕載和重載時的波形對比如圖5所示。圖（a）、（c）、（e）是輸入電壓250 V，輸出電流2 A，即高輸入電壓輕載時的波形，此時占空比D為13%左右，扼流圈L1中電流有1/3左右的時間為0，模式為DCM。箝位電容C1、C2最高工作電壓僅為6 V左右。RCD相對于傳統(tǒng)D箝位而言，開關(guān)管應(yīng)力增加率約為4.6%，單管最高應(yīng)力為130 V左右。圖（b）、（d）、（f）是輸入電壓100 V，輸出電流10 A，即低輸入電壓重載時的波形，此時占空比D為76%左右，扼流圈L1中電流均大于7.5 A，模式為CCM。箝位電容C1、C2最高工作電壓提升至93 V左右。RCD相對于傳統(tǒng)D箝位而言，開關(guān)管應(yīng)力增加率約為186%，單管最高應(yīng)力為143 V。高輸入輕載與低輸入重載相比單管應(yīng)為增加率為10%。兩種模式中單管最高應(yīng)力較為平衡，對開關(guān)管開關(guān)指標(biāo)最佳性能發(fā)揮較為有利。而對于單管正激變換器，為簡化分析，忽略因原邊過大電流變化率而引起過電壓，即使在以上理想情況下，單管最大開關(guān)應(yīng)力應(yīng)為250 V。因此，相對于單管而言本電路能將單管最大開關(guān)應(yīng)力減少42%左右。

圖6給出了該樣機(jī)在低輸入100 V和高輸入250 V時，不同負(fù)載電流時的效率曲線。從曲線可以看出低輸入時最高效率出現(xiàn)在4 A左右，高輸入時最高效率出現(xiàn)在8 A左右。整機(jī)在不同工作條件下效率在90%～97%之間，損耗較低。

圖5　輕載和重載時波形對比Fig.5　Waveforms comparison of light load and heavy load

圖6　100 V和250 V輸入時不同負(fù)載電流的效率曲線Fig.6　Efficiency curves of different load currents when 100 V and 250 V input

6　結(jié)語

通過以上分析可知，雙RCD箝位電路可擴(kuò)展傳統(tǒng)雙管正激變換器最大可調(diào)占空比近30%，同時具有低電壓應(yīng)力的優(yōu)點(diǎn)。該方案可為設(shè)計寬輸入范圍的開關(guān)電源提供一種參考。

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Research on Dual Switch Forward Converter with Dual RCD Clamp

NING Pinghua1，CHEN Lezhu2，DING Xinlong2，XIA Xingguo1
（1.Department of Electrical Engineering，Maanshan Technical College，Maanshan 243031，China；2.School of Electrical and Information Engineering，Anhui University of Technology，Maanshan 243002，China）

In view of high switch stress of traditional single switch DC/DC converter and low duty ratio of traditional dual switch DC/DC converter，a dual switch forward convert circuit with dual RCD clamp is proposed，then the steady-state analysis，simulation and prototype test are done for the circuit.Results show that the circuit can not only improve maximum adjustable duty ratio from 0.5 in traditional dual switch converter to about 0.8，but also make a significantly drop on switch stress relative to single switch converter.At the same time，the system has the advantages of low stress and high adjustable duty ratio.

RCD clamp；dual switch forward；DC converter；continuous current mode（CCM）；discontinuous current mode（DCM）；PSpice

寧平華

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.124

TM46；TM13

A

寧平華（1982-），男，通信作者，碩士，講師，研究方向：電力電子與機(jī)電一體化技術(shù)，E-mail∶124946232@qq.com。

陳樂柱（1964-），男，碩士，碩士生導(dǎo)師，研究方向：電力傳動與變頻調(diào)速、電力電子裝置及保護(hù)、電能質(zhì)量，E-mail∶chenle zhu@163.com。

丁鑫龍（1983-），男，碩士，實驗師，研究方向：檢測技術(shù)與自動化裝置，E-mail∶447303428@qq.com。

夏興國（1983-），男，碩士，講師，研究方向：電力電子及其控制技術(shù)、自動化控制技術(shù)，E-mail∶874126043@qq.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.131TM 715文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

2015-12-30

安徽省高校省級優(yōu)秀青年人才基金重點(diǎn)資助項目（2013SQRL145ZD）；安徽省高校省級自然科學(xué)研究重點(diǎn)資助項目（KJ 2016A696）。

Project Supported by the Foundation for Young Talents in College of Anhui Province Under Grant（2013SQRL145ZD）；Intercollegiate Key Project of Nature Science of Anhui Province （KJ2016A696）