寧銀行, 劉　闖, 干興業(yè)

(南京航空航天大學(xué) 航空電源航空科技重點實驗室, 江蘇 南京 210016)

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兩級式無刷混合勵磁同步電機的電磁設(shè)計及分析

寧銀行, 劉闖, 干興業(yè)

(南京航空航天大學(xué) 航空電源航空科技重點實驗室, 江蘇 南京 210016)

摘要:為利用永磁電機的高功率密度、高效率以及電勵磁電機電壓易于調(diào)節(jié)的特性, 提出一種混合勵磁同步電機. 主電機采用混合勵磁同步電機, 為主電機提供勵磁的勵磁機采用旋轉(zhuǎn)電樞式交流電機. 介紹電機的結(jié)構(gòu)和工作原理，并采用有限元法對電機的磁場分布特征及調(diào)磁能力等進行計算和分析.根據(jù)理論分析試制樣機, 測試主電機的調(diào)壓特性、勵磁機的勵磁特性以及兩級式運行時的空載特性. 有限元計算結(jié)果以及針對樣機的實驗數(shù)據(jù)表明: 主電機和勵磁機能夠可靠地匹配運行; 可以在永磁磁場的基礎(chǔ)上, 通過電勵磁有效地調(diào)節(jié)氣隙磁場, 滿足調(diào)壓的需求. 采用有限元法, 研究主電機轉(zhuǎn)子外形以及勵磁機的定子齒寬對氣隙磁場的影響規(guī)律. 結(jié)果表明: 對于主電機, 設(shè)計適當?shù)霓D(zhuǎn)子外緣形狀能夠有效地降低氣隙磁密的總的諧波畸變率(THD),同時應(yīng)兼顧氣隙磁密基波的變化; 對于勵磁機, 選擇合理的定子齒寬系數(shù)有助于勵磁能力的提高.

關(guān)鍵詞：混合勵磁; 同步電機; 電磁特性; 結(jié)構(gòu)優(yōu)化; 有限元

受永磁體的固有特性影響, 永磁電機氣隙磁場基本保持恒定.在電動運行時, 不適用于諸如電動汽車等需寬范圍調(diào)速的應(yīng)用場合; 在發(fā)電運行時, 負載或轉(zhuǎn)速變化等也會導(dǎo)致電壓的波動. 為實現(xiàn)對永磁電機內(nèi)氣隙磁場的有效調(diào)節(jié)與控制, 美國學(xué)者提出了“混合勵磁”思想[1-2], 即對永磁電機拓撲結(jié)構(gòu)進行合理調(diào)整, 引入輔助電勵磁繞組, 得到了電機界學(xué)者的認可與關(guān)注. 混合勵磁發(fā)電機具有永磁發(fā)電機的功率密度高、體積小等諸多優(yōu)點, 同時又具有電勵磁電機電壓可調(diào)的特點. 在航空航天[3]、艦船、電動汽車以及風(fēng)電[4]等領(lǐng)域中, 具有較好的應(yīng)用前景[5].

各國學(xué)者對混合勵磁電機開展了有益的探索與研究. 從電勵磁勢和永磁磁勢相互關(guān)系的角度看, 混合勵磁電機主要有串聯(lián)式、并聯(lián)式和并列式[6]. 混合勵磁電機的拓撲方案眾多, 諸如磁通切換類[7]、雙凸極類[8]、開關(guān)磁阻類[9]等結(jié)構(gòu), 該類電機屬于定子永磁型, 轉(zhuǎn)子上既無永磁體也無電勵磁繞組, 結(jié)構(gòu)簡單[10]. 此外, 轉(zhuǎn)子磁極分割式[11]、爪極式[12-13]、磁分路式[14-15], 永磁-感應(yīng)子式[16-17]等“同步型”混合勵磁電機, 為轉(zhuǎn)子永磁型, 工作時定子磁極和轉(zhuǎn)子磁極同步運行, 功率因數(shù)可控性好. 對于此類混合勵磁同步電機, 永磁體多位于轉(zhuǎn)子, 但“電勵磁繞組”所在的位置則是多種多樣, 有的位于靜止部件[14-15], 有的位于轉(zhuǎn)子部件[18-19]. 前者較好地實現(xiàn)了無刷化[20-21], 勵磁方便、簡單, 但是大多存在“軸向磁路”, 磁路長且轉(zhuǎn)子鐵心多為塊狀[22]. 勵磁繞組位于轉(zhuǎn)子的混合勵磁同步電機[23-24], 磁路短, 調(diào)磁效率高, 但需要解決“無刷化勵磁”.

針對這一問題, 借鑒廣泛應(yīng)用于航空航天、艦船等領(lǐng)域的三級式電勵磁同步電機方案[25-26], 研究兩級式混合勵磁同步發(fā)電機,對電機的結(jié)構(gòu)和工作原理進行介紹；采用有限元法(finiteelementmethod,FEM)計算和分析電機的磁場分布特征及調(diào)磁能力. 對主電機的調(diào)壓特性、勵磁機的勵磁特性以及兩級式工作模式時的空載特性進行實驗測試,實驗數(shù)據(jù)和計算結(jié)果基本吻合.最后,采用有限元法研究主電機轉(zhuǎn)子外緣形狀以及勵磁機定子齒寬等結(jié)構(gòu)參數(shù)對氣隙磁場的影響規(guī)律,為結(jié)構(gòu)優(yōu)化提供設(shè)計參考．

1電機結(jié)構(gòu)及其研制

如圖1所示為兩級式無刷混合勵磁電機. 為主電機提供勵磁的勵磁機, 采用旋轉(zhuǎn)電樞式交流發(fā)電機; 主電機采用混合勵磁同步電機. 在電勵磁為零時, 主電機內(nèi)存在永磁磁通, 可為勵磁機提供所需的勵磁電源, 從而省去三級式發(fā)電機中的永磁副勵磁機[27-28], 簡化了結(jié)構(gòu).

1-勵磁機勵磁繞組; 2-勵磁機電樞繞組; 3-永磁體; 4-主電機勵磁繞組; 5-主電機電樞繞組圖1　兩級式無刷混合勵磁同步電機Fig.1　Schematic of two-stage brushless hybrid excitation synchronous machine

1.1主電機的結(jié)構(gòu)

如圖2所示為主電機的二維結(jié)構(gòu), 其特征主要體現(xiàn)在轉(zhuǎn)子上, 通過調(diào)整極靴形狀, 在相鄰電勵磁磁極之間嵌入永磁體, 永磁體磁化方向和電勵磁電流正方向如圖所示. 定子與傳統(tǒng)電勵磁同步電機相似, 采用三相分布電樞繞組. 如表1所示為主電機的關(guān)鍵參數(shù).其中，Di為主電機的定子內(nèi)徑、Do為定子外徑、δ為單邊氣隙長度、l為鐵心長度、hM為永磁體磁化方向長度、bM為永磁體寬度、n為工作轉(zhuǎn)速、UN為相電壓、W為每極勵磁繞組匝數(shù)、N為每相電樞繞組匝數(shù)、I為額定電流、PN為輸出功率.

1-定子鐵心; 2-電樞繞組; 3-轉(zhuǎn)子鐵心; 4-電勵磁繞組; 5-永磁體圖2　混合勵磁同步電機(主電機)拓撲結(jié)構(gòu)Fig.2　Topology of hybrid excitation synchronous machine serving as main machine

參數(shù)數(shù)值參數(shù)數(shù)值Di/mm112.8hM/mm6Do/mm174bM/mm29δ/mm0.4W180l/mm95N16n/(×103r·min-1)5～12I/A45UN/V45～115PN/kW6～15

圖3定性地描述了主電機的工作原理. 永磁體產(chǎn)生的磁通一部分進入氣隙(如圖3中的①), 另一部分在轉(zhuǎn)子上閉合(如圖3中的②); 施加正向勵磁電流, 產(chǎn)生電勵磁磁通(如圖3中的③), 氣隙磁通增大, 從而實現(xiàn)對電樞電壓的調(diào)節(jié). 從圖中可以看出, 在轉(zhuǎn)子極身處, 永磁磁力線②與電勵磁磁力線②方向相反, 這部分永磁磁通有利于削弱極身的飽和程度, 從而可適當提高電勵磁的調(diào)磁能力. 此外, 轉(zhuǎn)子磁極中同時分布有永磁(如圖3中的①)和電勵磁(如圖3中的③), 極弧系數(shù)大, 磁場強, 因此, 在磁密設(shè)計取值不變的情況下, 則定子齒較寬, 定子槽較窄, 定子軛較高.

①、②: 永磁體產(chǎn)生的磁力線; ③：電勵磁產(chǎn)生的磁力線圖3　主電機調(diào)磁原理Fig.3　Flux regulation principle of main machine

1.2勵磁機的結(jié)構(gòu)

如圖4所示為旋轉(zhuǎn)電樞式勵磁機, 勵磁機的勵磁繞組位于定子, 集中繞組. 電樞繞組位于轉(zhuǎn)子, 分布繞組. 如表2所示是勵磁機的關(guān)鍵參數(shù),其中p為極數(shù). 勵磁機的電樞繞組隨轉(zhuǎn)子一起旋轉(zhuǎn), 電樞繞組的電能經(jīng)旋轉(zhuǎn)整流器整流后, 為主電機提供所需的勵磁, 從而實現(xiàn)主電機的無刷化勵磁．

1-定子鐵心; 2-勵磁繞組; 3-電樞繞組; 4-轉(zhuǎn)子鐵心圖4　勵磁機拓撲結(jié)構(gòu)Fig.4　Exciter topology

參數(shù)數(shù)值參數(shù)數(shù)值Di/mm96W300δ/mm0.5N40l/mm20p4

1.3樣機的研制

如圖5所示是兩級式無刷混合勵磁同步電機樣機, 其中, 電刷僅用于單獨測試勵磁機和主電機的性能. 實驗時, 由西門子直流調(diào)速系統(tǒng)拖動樣機旋轉(zhuǎn), 使用可控的直流電源為樣機提供勵磁. 利用電刷分別單獨測量樣機的主電機和勵磁機.

1-定子; 2-主電機轉(zhuǎn)子; 3-永磁體; 4-勵磁機轉(zhuǎn)子: 5-電刷圖5　兩級式無刷混合勵磁同步電機樣機Fig.5　Prototype of two-stage hybrid excitation synchronous machine

2主電機的電磁特性

2.1磁場分布

為研究主電機的磁場分布特點, 采用有限元法對其進行計算, 如圖6所示.其中,FmF表示每極電勵磁磁動勢. 圖6(a)中給出了有限元計算模型的剖分情況及電勵磁為0時的磁力線分布, 可以看出, 永磁磁通的一部分進入氣隙, 成為氣隙磁通, 另一部分在轉(zhuǎn)子中閉合. 當施加電勵磁500AT時, 如圖6(b)所示, 氣隙磁通增大. 需要說明的是, 在其他參數(shù)不變時, 轉(zhuǎn)子極身寬度對初始氣隙磁通的大小以及電勵磁的調(diào)磁范圍有較大影響. 極身越寬, 初始氣隙磁通越小, 相應(yīng)地調(diào)磁范圍越大．

圖6　主電機的剖分及磁場分布Fig.6　Mesh and magnetic field distribution of main machine

2.2空載特性

使電機工作轉(zhuǎn)速保持在5 500r/min, 且處于空載狀態(tài), 逐漸增大勵磁電流, 計算出相應(yīng)的磁鏈和反電勢. 圖7給出了勵磁電流變化時相繞組磁鏈Ψf的變化情況, 圖中β為轉(zhuǎn)子位置(以電角度計). 圖8中給出了反電勢的計算值和實測值, 圖中符號“FEM”表示有限元計算值, “Exp.”表示實驗值,U0為空載時的電壓. 圖7和圖8中的FmF、imF分別為主電機勵磁磁勢、勵磁電流. 實測時, 斷開主電機與勵磁機的連接, 通過電刷直接為主電機提供勵磁. 可以看出, 相對于零勵磁時的初始電壓, 電勵磁的調(diào)節(jié)范圍約為0～20V, 提高了大約60%. 在磁場調(diào)節(jié)過程中, 初始階段具有較大的非線性, 這是由于在該階段內(nèi), 永磁磁通使轉(zhuǎn)子極身處于深度反向磁飽和, 增大電勵磁, 使轉(zhuǎn)子極身緩慢退出磁飽和, 進入線性區(qū), 電勵磁增大到一定程度, 進入正向磁飽和. 此外, 可以看出仿真和實測值吻合度較好, 驗證了仿真計算的正確性.

圖7　主電機調(diào)磁特性Fig.7　Flux linkage regulation characteristic of main machine

圖8　主電機空載特性Fig.8　No-load characteristic of main machine

3勵磁機的電磁特性

3.1磁場分布

由于本電機的設(shè)計目標是變頻發(fā)電機, 工作轉(zhuǎn)速范圍在5 000 ～12 000r/min, 應(yīng)重點確保低轉(zhuǎn)速時, 勵磁機具有足夠的勵磁能力. 采用有限元法對勵磁機進行計算, 圖9和10分別是勵磁機工作在5 000r/min時的磁場分布和三相磁鏈的計算結(jié)果,圖中if為勵磁機的勵磁電流. 由于采用的是分布電樞繞組, 圖中磁鏈呈現(xiàn)正弦變化. 忽略勵磁機內(nèi)部壓降時, 理想狀態(tài)下, 三相旋轉(zhuǎn)整流器不控整流的輸出直流電壓udc與勵磁機相電勢Ea的關(guān)系: udc=2.34Ea∝ψf. 將額定工作時的磁場設(shè)計在非磁飽和區(qū), 對磁鏈ψf的線性調(diào)節(jié), 有利于對主電機線性控制．

圖9　勵磁機磁場分布(if=0.6 A)Fig.9　Magnetic field distribution of exciter corresponding to field current of 0.6 A

圖10　勵磁機三相磁鏈(if =0.6 A)Fig.10　Three-phase flux linkage of exciter with a field current of 0.6 A

3.2電流放大特性

采用有限元法計算轉(zhuǎn)速分別為5 000和12 000r/min時的輸入輸出電流放大特性, 如圖11所示. 實測時, 首先測量出主電機勵磁繞組的電阻, 然后在實際工作時測得主電機勵磁繞組的端電壓udc(存在電壓紋波, 使用時取其平均值), 從而計算得到實測的主電機勵磁電流imF.

主電機所需的額定勵磁電流約為2.8A, 從圖11中可以看出, 勵磁機能夠滿足主電機的勵磁需求, 且勵磁機的電流放大特性呈現(xiàn)良好的線性. 此外, 對于旋轉(zhuǎn)整流器而言, 主電機勵磁繞組為大電感負載, 因此在設(shè)計勵磁機時, 應(yīng)考慮換相重疊等因素對端電壓udc的影響.

圖11　勵磁機電流放大特性Fig.11　Current amplifier characteristic of exciter

3.3兩級式電機實驗

在電勵磁為零時, 空載相電壓的實測波形, 如圖12所示. 為進一步分析其波形質(zhì)量, 圖13給出了相應(yīng)的諧波分析結(jié)果. 可以看出, 較大的諧波主要有5、7、11、13次.

圖12　空載相電壓實測波形(零勵磁)Fig.12　No-load phase voltage waveform without field current

圖13　相電壓的諧波分析Fig.13　Harmonic contents of phase voltage

待完成主電機和勵磁機的單獨測量后, 將勵磁機和主電機作為整體, 從勵磁機端調(diào)節(jié)輸入電流, 記錄主電機的電樞電壓. 使電機工作轉(zhuǎn)速為5 000r/min, 圖14給出了空載特性的有限元計算值和實測數(shù)據(jù)點.

從圖中可以看出, 實驗數(shù)據(jù)和計算值存在一定的誤差, 原因可能是計算時基于材料的理想屬性, 忽略了諸如鐵損之類的損耗因素, 且未能充分考慮調(diào)磁對漏磁程度的影響等. 此外, 機械加工誤差也可能是其中的因素之一.

圖14　兩級式無刷混合勵磁同步電機的空載特性Fig.14　No-load characteristic of two-stage brushless hybrid excitation synchronous machine

4結(jié)構(gòu)優(yōu)化對氣隙磁場的影響

4.1氣隙長度對主電機氣隙磁場的影響

為了提高輸出電壓的波形質(zhì)量, 對主電機的形狀進行結(jié)構(gòu)優(yōu)化. 同時, 對于采用分布繞組的主電機, 氣隙磁密基波是感應(yīng)電勢的主要分量, 因此, 在優(yōu)化過程中, 重點討論氣隙磁密THD和基波幅值的變化情況. 本部分討論的主電機轉(zhuǎn)子形狀優(yōu)化方案, 如圖15所示.將轉(zhuǎn)子分成兩部分, 圖15(a)中①是轉(zhuǎn)子的基礎(chǔ)部分, 半徑為a, 在優(yōu)化過程中保持不變. 對圖15(a)中②的外圓輪廓進行正弦化處理, 在0°≤θ≤45°內(nèi), ②的半徑R2函數(shù)表達式為R2=a+δ1sin 2θ, 如圖15(b)所示. 在d軸位置處的轉(zhuǎn)子外半徑為a+δ1, 定子內(nèi)半徑取a+δ1+δ0, 因此, d軸和q軸位置處的單邊氣隙長度分別是δ0、δ1+δ0.

圖15　轉(zhuǎn)子形狀優(yōu)化Fig.15　Structure diagram of optimized rotor shape

圖16　氣隙長度對氣隙磁密波形的影響Fig.16　Influence of air-gap length on air-gap flux density waveforms

基準氣隙長度δ0=0.4mm時,δ1分別為0.2、0.8mm時的氣隙磁密波形如圖16所示，其中γ表示轉(zhuǎn)子位置(以機械角度計). 為進一步研究氣隙長度對氣隙磁密的影響規(guī)律, 圖17和圖18分別給出了結(jié)構(gòu)參數(shù)變化時氣隙磁密(B)基波幅值及諧波畸變率rTHD的變化情況. 氣隙磁密的諧波畸變率的定義如下:

(1)

式中: B1為基波, Bn為諧波.

圖17　氣隙長度對氣隙磁密基波幅值的影響Fig.17　Influence of air-gap length on fundamental content of air-gap flux density

從圖17可以看出, 當保持基準氣隙長度δ0不變時, 增大輔助氣隙長度δ1可以提高磁密基波幅值, 當δ1增大到一定限度時, 氣隙磁密基波幅值減小. 圖18中表明, 基準氣隙長度δ0越小, rTHD達到最小值時的輔助氣隙長度δ1越小. 另外, 在研究了幾組不同的氣隙長度組合, 發(fā)現(xiàn)在輔助氣隙長度與基準氣隙長度的比值δ1/δ0=2.5時, rTHD最小.

圖18　氣隙長度對氣隙磁密的總的諧波畸變率(THD)的影響Fig.18　Influence of air-gap length on total harmonic distortion (THO) of air-gap flux density

4.2定子齒寬對勵磁機氣隙磁場的影響

圖19　勵磁機的結(jié)構(gòu)優(yōu)化Fig.19　Structure optimization of exciter

為研究勵磁機定子齒寬對氣隙磁密的影響, 如圖19所示, 定義齒寬系數(shù)Tc:

Tc=θt/θτ.

(2)

式中:θt為定子齒頂寬(以機械角度計);θτ為定子磁極的極距(以機械角度計).

單邊氣隙長度固定在0.5mm, 勵磁電流if為0.6A,僅改變定子齒頂寬, 采用有限元法計算氣隙磁密. 圖20和圖21分別給出了齒寬系數(shù)Tc對氣隙磁密波形以及基波幅值的影響. 圖21中“B1”表示不考慮轉(zhuǎn)子上電樞繞組的槽. “B2”表示考慮轉(zhuǎn)子上電樞繞組的槽.在這2種情況下, 齒寬系數(shù)對氣隙磁密幅值的影響規(guī)律大致相同, 齒寬系數(shù)約為0.85時, 磁密基波幅值最大. 圖中, “udc”表示轉(zhuǎn)速為5 000r/min時勵磁機整流后的空載電壓. 可以看出,整流電壓與氣隙磁密基波的變化規(guī)律基本一致, 這是因為勵磁機電樞采用分布繞組, 抑制了主要次諧波.

圖20　齒寬系數(shù)對氣隙磁密波形的影響Fig.20　Influence of stator teeth width on air-gap flux density waveforms

圖21　齒寬系數(shù)對氣隙磁密基波幅值和整流電壓的影響Fig. 21　Influence of stator teeth width on fundamental content of air-gap flux density and rectified voltage

5結(jié)論

(1)主電機采用混合勵磁電機, 永磁體提供一定大小的磁場, 在此基礎(chǔ)上, 只需通過電勵磁提供小范圍的輔助調(diào)節(jié)即可滿足需求. 相對于氣隙磁場全部由電勵磁激勵的電勵磁電機, 有利于降低勵磁損耗. 此外, 該電機不存在軸向磁路, 磁路短, 調(diào)磁效率高.

(2)勵磁機可以為主電機提供可靠的勵磁, 主電機和勵磁機能夠匹配工作.

(3)對于主電機, 轉(zhuǎn)子外圓形狀采用正弦化處理時, 選擇適當?shù)慕Y(jié)構(gòu)參數(shù)能夠提高氣隙磁密幅值, 降低氣隙磁密的總的諧波畸變率; 對于勵磁機, 選擇適當?shù)亩ㄗ育X寬系數(shù), 能夠有效地提高氣隙磁密的基波幅值, 增強勵磁能力.

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DOI:10.3785/j.issn.1008-973X.2016.03.016

收稿日期：2015-07-31.

基金項目：國家自然科學(xué)基金資助項目(50977044); 國家自然科學(xué)基金資助項目(51377076); 江蘇省產(chǎn)學(xué)研資助項目(BY2014003-09); 江蘇省“六大人才高峰”資助項目(YPC13013).

作者簡介：寧銀行(1982-), 男, 博士生, 從事航空航天電源系統(tǒng)研究. ORCID: 0000-0002-5215-893X. E-mail: nyh4711343@126.com 通信聯(lián)系人：劉闖, 男, 教授, 博士. ORCID: 0000-0002-0312-9999. E-mail: liuchuang@nuaa.edu.cn

中圖分類號：TM 341; TM 351

文獻標志碼：A

文章編號：1008-973X(2016)03-08-0519

Electromagneticdesignandanalysisoftwo-stagehybridexcitationsynchronousgenerator

NINGYin-hang,LIUChuang,GANXing-ye

(Aero-Power Science-Technology Center Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 210016, China)

Abstract:A hybrid excitation synchronous machine (HESM)was introduced to make use of the high power density and efficiency of permanent machine, and the voltage adjusting ability of electrically excited machine. The HESM adopts two-stage brushless excitation structure design, consisting of a hybrid-excitation main machine and a revolving-armature type exciter. Above all, the machine’s structure and operating principle were presented. In order to investigate the machine further, the magnetic field distribution, flux regulation ability, and induced electromotive force (EMF) were calculated by finite element method (FEM). According to the theoretic analysis, a prototype was developed and some experiments were conducted, such as the current amplification capability of the exciter, the voltage adjustment performance of the main machine, and the no-load characteristic of the generator operating two-stage mode. Both FEM calculation results and experimental data show that the air-gap magnetic field, based on the existing permanent magnetic field, can be effectively adjusted by electric excitation for stabilizing voltage. In the end, the influence of some key structure parameters,such as the main machine’s rotor shape and the exciter’s stator teeth width,on the air-gap magnetic field was studied with the FEM. The solution results show that, for the main machine, the proper outer edge shape design of rotor can effectively reduce the total harmonic distortion (THD) of air-gap flux density, but the accompanying influence on the fundamental component of the air-gap flux density should be considered at the same time. For the exciter, the reasonable choice of the stator teeth width coefficient contributes to the enhancement of excitation ability．

Key words:hybrid excitation; synchronous machine; electromagnetic characteristic; structure optimization; finite element method