駱林松，田慧欣，吳鳳江

（1.天津工業(yè)大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，天津 300387；2.哈爾濱工業(yè)大學(xué) 電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001）

0 引言

在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)PV-GGS（PhotoVoltaic Gridconnected Generation System）中，光伏電池成本較高、光電轉(zhuǎn)化效率仍然較低、發(fā)電功率波動(dòng)性大等缺點(diǎn)成為制約其快速發(fā)展的瓶頸問(wèn)題［1-5］。因此要求光伏并網(wǎng)逆變器一方面要盡可能提高工作范圍，另一方面要盡量提高在整個(gè)工作范圍的逆變效率，以提高系統(tǒng)的歐洲效率，從而提高光伏電池的利用效能，也間接降低了系統(tǒng)的單位上網(wǎng)電價(jià)，進(jìn)而提高光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)的競(jìng)爭(zhēng)力。

現(xiàn)有文獻(xiàn)給出了許多基于各種不同電力電子裝置的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，典型的包括單級(jí)式兩電平逆變器［6］、兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器［7-8］、單級(jí)式多電平逆變器［9-10］以及 Z 源型并網(wǎng)逆變器［11］。 其中，兩電平并網(wǎng)逆變器由于受到并網(wǎng)條件的約束（必須有直流電壓大于交流電壓幅值以及并網(wǎng)電流總諧波畸變率THD（Total Harmonic Distortion）小于 5%），造成其并網(wǎng)工作范圍較小，也降低了系統(tǒng)的利用率。兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器增加了直流電壓控制環(huán)節(jié)，從而拓寬了系統(tǒng)的工作范圍。單級(jí)式多電平逆變器可以實(shí)現(xiàn)多個(gè)光伏電池的等效串聯(lián)工作，從而提高了其總直流電壓和并網(wǎng)工作范圍，而其較高的等效開關(guān)頻率也降低了并網(wǎng)電流THD，尤其是在輸出電流基波幅值較小時(shí)，更容易使電流THD滿足并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，也間接拓寬了系統(tǒng)的工作范圍。兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器和單級(jí)式多電平逆變器雖然能夠拓寬光伏并網(wǎng)逆變器的發(fā)電范圍，但是由于所采用的器件數(shù)量較多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜，逆變器損耗將有所增加。Z源型并網(wǎng)逆變器在DC-AC逆變器中增加交叉儲(chǔ)能網(wǎng)絡(luò)，利用DC-AC逆變器的橋臂短路作用間接實(shí)現(xiàn)直流電壓的升壓控制，從而無(wú)需DC-DC變換器即可提高系統(tǒng)的工作范圍。但是Z源逆變器增加了儲(chǔ)能環(huán)節(jié)，同樣會(huì)產(chǎn)生額外損耗，同時(shí)受到儲(chǔ)能器件功率等級(jí)和體積的限制，系統(tǒng)的最大功率等級(jí)會(huì)受到限制?；赯源逆變器的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)在較寬工作范圍內(nèi)逆變器的拓?fù)浔３植蛔儯泄β势骷繀⑴c工作，造成系統(tǒng)的損耗較大，效率降低，尤其是歐洲效率的降低將更加明顯［12-13］。

本文針對(duì)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)輸出功率和輸出電壓在較大范圍變化的特點(diǎn)，以盡量拓寬發(fā)電系統(tǒng)的工作范圍、提高整個(gè)發(fā)電范圍內(nèi)系統(tǒng)的歐洲效率為目標(biāo)，提出一種新的在線拓?fù)淇勺冃筒⒕W(wǎng)逆變技術(shù)。在光伏電池輸出電壓／功率較低時(shí)，利用級(jí)聯(lián)型逆變器的高等效開關(guān)頻率和直流電壓可以串聯(lián)輸出的特點(diǎn)，一方面獲得較高的等效直流母線電壓，另一方面降低并網(wǎng)電流THD，實(shí)現(xiàn)較低光伏電池輸出電壓／功率下的系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行，拓寬系統(tǒng)的并網(wǎng)工作范圍的下限。而在光伏電池輸出電壓／功率較高時(shí)，切換為H橋逆變器模式，以降低逆變器的損耗，提高系統(tǒng)效率。

1 在線拓?fù)淇勺冃筒⒕W(wǎng)逆變器

本文提出在線拓?fù)淇勺冃筒⒕W(wǎng)逆變器（OVTGCI）。其基本思想是，以傳統(tǒng)多電平逆變器為基礎(chǔ)，增加輔助開關(guān)器件，并利用原有逆變器中的潛在連通回路，在整個(gè)工作范圍內(nèi)根據(jù)光伏電池輸出電壓和功率的變化，并以滿足并網(wǎng)約束條件（直流電壓大于電網(wǎng)電壓幅值以及并網(wǎng)電流THD<5%）為前提，進(jìn)行級(jí)聯(lián)型逆變器與H橋逆變器之間的拓?fù)淝袚Q。按照上述思想，給出一個(gè)基于級(jí)聯(lián)型多電平逆變器的新型在線可變拓?fù)淠孀兤鞯膶?shí)例，如圖1（a）所示。2個(gè)H橋逆變器串聯(lián)并通過(guò)一個(gè)雙向功率開關(guān)VTcon將2個(gè)直流發(fā)電源E1和E2的負(fù)極相連。下面具體分析拓?fù)淝袚Q方法。在VTcon斷開時(shí)，該逆變器就是一個(gè)傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)型五電平逆變器，如圖1（b）所示。在VTcon導(dǎo)通時(shí)，2個(gè)電源的負(fù)極相連，如果再令VT12、VT24保持關(guān)斷而 VT13、VT21保持導(dǎo)通，2 個(gè)電源的正極被連通，將切換為H橋逆變器，如圖1（c）所示，其中2個(gè)直流發(fā)電源變?yōu)椴⒙?lián)連接共同為負(fù)載供電。需要說(shuō)明的是，2個(gè)發(fā)電源的正極輸出端串聯(lián)的低功耗二極管是在實(shí)際光伏陣列中存在的，以避免光伏陣列并聯(lián)時(shí)產(chǎn)生環(huán)流，并非是逆變器中額外增加的。另外，還需要2個(gè)直流發(fā)電源的輸出特性相同，以降低能量損失。通過(guò)對(duì)光伏電池單體輸出特性進(jìn)行篩選，進(jìn)而選擇輸出特性相差3%以內(nèi)的單體作為電源來(lái)滿足上述要求。

圖1 所提出的可變拓?fù)淠孀兤骷捌涞刃ЫY(jié)構(gòu)圖Fig.1 Proposed OVT-GCI and its equivalent structures

下面對(duì)2種拓?fù)淠Ｊ降哪孀兤鲹p耗和并網(wǎng)電流THD進(jìn)行對(duì)比分析。本文提出一種復(fù)用脈寬調(diào)制策略用于該新型逆變器的控制，其原理圖如圖2所示。在級(jí)聯(lián)型逆變器模式，采用載波移相正弦脈寬調(diào)制策略［14-15］。而在H橋逆變器模式，工作于開關(guān)狀態(tài)的功率器件只有4個(gè)，考慮到實(shí)際系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)時(shí)，盡量減少控制芯片資源的占用，使用原有的2個(gè)三角載波和同一個(gè)正弦調(diào)制波進(jìn)行比較。其中，Tr1和調(diào)制波ur比較產(chǎn)生的控制信號(hào)仍然用于控制VT11和VT14，而Tr2和調(diào)制波ur比較產(chǎn)生的控制信號(hào)用于控制VT22和VT23。通過(guò)采用這一調(diào)制策略，能夠保證控制芯片中不需額外增加H橋逆變器的調(diào)制策略。另外，為避免拓?fù)淝袚Q過(guò)程產(chǎn)生的電流沖擊，在調(diào)制波的過(guò)零點(diǎn)處進(jìn)行切換，由于光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)通?？刂茷閱挝还β室驍?shù)，逆變器輸出電壓和并網(wǎng)電流的相位相差較小，在調(diào)制波的過(guò)零點(diǎn)處并網(wǎng)電流也較小，因此不會(huì)引起明顯的電流沖擊。

圖2 用于所提新型逆變器的復(fù)用脈寬調(diào)制策略原理圖Fig.2 Schematic diagram of reusable PWM scheme for OVT-GCI

下面以圖2所示的調(diào)制策略為基礎(chǔ)對(duì)2種逆變器拓?fù)淠Ｊ降膿p耗和電流THD進(jìn)行分析。逆變器損耗包括功率開關(guān)器件的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗、反并聯(lián)二極管的關(guān)斷損耗、濾波電感的基頻損耗和高頻損耗［16］。首先分析功率器件的損耗。由文獻(xiàn)［16-18］可知，對(duì)于單一開關(guān)器件IGBT，其通態(tài)損耗為：

其中，Uceo和Rons分別為IGBT的通態(tài)飽和電壓和通態(tài)電阻；i為并網(wǎng)電流的瞬時(shí)值。二極管的通態(tài)損耗為：

其中，Udo和Rond分別為二極管的通態(tài)飽和電壓和通態(tài)電阻。功率開關(guān)器件和二極管在一個(gè)開關(guān)周期Ts=1／fs內(nèi)總的開關(guān)損耗為：

其中，Eon1、Eoff1、Erec1分別為在直流母線電壓為 Uceo條件下、通過(guò)電流為Ico時(shí)，根據(jù)器件的數(shù)據(jù)手冊(cè)獲得的IGBT開通損耗能量、關(guān)斷損耗能量以及二極管關(guān)斷損耗能量；Udc為直流發(fā)電源輸出電壓。

由圖2可知，在一個(gè)載波周期內(nèi)，對(duì)于級(jí)聯(lián)型逆變器而言，輸出電壓的電平共變化4次，每一次對(duì)應(yīng)一個(gè)功率器件關(guān)斷且一個(gè)二極管導(dǎo)通，或者一個(gè)功率器件導(dǎo)通而一個(gè)二極管關(guān)斷。對(duì)于H橋逆變器而言，輸出電壓的電平只變化2次，功率器件的開關(guān)狀態(tài)相同。進(jìn)一步將2種逆變器模式下的一個(gè)載波周期內(nèi)參與工作的功率器件的數(shù)量和功率器件的開關(guān)次數(shù)列于表1。其中H橋逆變器的數(shù)量計(jì)算結(jié)果，是考慮了在直流電源輸出功率的階段，有2個(gè)IGBT和二極管流過(guò)的電流是級(jí)聯(lián)模式時(shí)的一半。

表1 一個(gè)載波周期內(nèi)2種拓?fù)淠Ｊ絽⑴c工作的功率器件數(shù)量Table 1 Quantity of operating power device within one carrier period for two modes

由表1可知，級(jí)聯(lián)型逆變器的功率器件在一個(gè)載波周期內(nèi)的平均總損耗為：

其中，D（ωt）為輸出電壓的占空比，ω為電網(wǎng)角頻率。H橋逆變器的功率器件在一個(gè)載波周期內(nèi)的平均總損耗為：

由式（4）、（5）可知，級(jí)聯(lián)型逆變器的功率器件的通態(tài)損耗和H橋逆變器模式相差不大，而級(jí)聯(lián)型逆變器模式的開關(guān)損耗是H橋逆變器模式的2倍，因此級(jí)聯(lián)型逆變器的功率器件的總損耗要高于H橋逆變器的情況。

電感的基頻損耗只與并網(wǎng)電流的幅值和頻率有關(guān)，對(duì)于上述2種模式，在相同并網(wǎng)功率的情況下，二者電感的基頻損耗是相同的。電感的高頻損耗與并網(wǎng)電流的紋波有效值有關(guān)，下面分析上述2種逆變器模式下的電流紋波。

由逆變器的開關(guān)周期內(nèi)的電壓方程可知，級(jí)聯(lián)型逆變器的電流紋波表示為：

其中，L為濾波電感值；Em為電網(wǎng)電壓幅值；fc為載波頻率。兩電平逆變器的電流紋波表示為：

式（6）、（7）說(shuō)明，在相同并網(wǎng)電流幅值的前提下，H橋逆變器模式的電感高頻損耗要大于級(jí)聯(lián)型逆變器模式。在實(shí)際系統(tǒng)中，采用低磁滯損耗的鐵磁材料時(shí)，其高頻損耗已經(jīng)非常小，例如鐵硅鋁材料，在磁通密度變化為0.2 T時(shí)，其單位損耗的變化只有20 mW／cm3，對(duì)于整個(gè)逆變器的損耗而言，其占比很小，2種逆變器的高頻損耗的差異將更小，因此為簡(jiǎn)化分析，沒(méi)有給出2種逆變器高頻損耗的表達(dá)式，認(rèn)為二者一致。

下面分析2種逆變器模式下的并網(wǎng)電流THD。并網(wǎng)電流THD可近似看作是電流紋波有效值與基波有效值I1之比，即有：

其中，Ii（i=2，3，…）為并網(wǎng)電流的各次諧波；ΔIrms為實(shí)際并網(wǎng)電流紋波的有效值；Im為基波電流幅值；ΔIm為并網(wǎng)電流紋波的最大值，經(jīng)過(guò)對(duì)式（6）和（7）在整個(gè)基波周期內(nèi)進(jìn)行積分可以得到。因此，由式（6）和（7）可知，在相同并網(wǎng)電流基波幅值的前提下，H橋逆變器的并網(wǎng)電流THD約為級(jí)聯(lián)型逆變器模式的2倍。

由前述分析可知，在相同載波周期的前提下，級(jí)聯(lián)型逆變器的損耗要大于H橋逆變器，但是其電流諧波要明顯小于H橋逆變器。

考慮到光伏陣列輸出功率的波動(dòng)性，提出“歐洲效率”的概念來(lái)表征光伏發(fā)電系統(tǒng)在整個(gè)工作范圍內(nèi)的總體加權(quán)效率，而并非只通過(guò)單一工作點(diǎn)的效率來(lái)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的總體效率進(jìn)行評(píng)價(jià)。歐洲效率的定義為［19］：

其中，ηx%是系統(tǒng)實(shí)際輸出功率為額定功率的x%時(shí)逆變器的效率，各工作點(diǎn)效率加權(quán)系數(shù)的和為1。

由式（9）可知，若要增強(qiáng)并網(wǎng)逆變器的歐洲效率，一方面要拓寬工作范圍，包括直流電壓要至少大于所并網(wǎng)電壓的幅值，同時(shí)使并網(wǎng)電流THD滿足并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)；另一方面是提高各個(gè)工作點(diǎn)的工作效率。考慮到隨著光伏電池發(fā)電功率的增加，并網(wǎng)逆變器的直流電壓會(huì)有所增加，而并網(wǎng)電流THD將會(huì)下降，因此，以提出的拓?fù)淇勺冃湍孀兤鳛榛A(chǔ)，在光伏電池輸出電壓和功率較低時(shí)，使其工作于級(jí)聯(lián)模式，一方面提高等效直流電壓，同時(shí)利用級(jí)聯(lián)型逆變器輸出多電平電壓波形的特點(diǎn)，降低并網(wǎng)電流THD，從而拓寬系統(tǒng)的工作下限；而隨著光伏電池發(fā)電功率的增加，以H橋逆變器模式時(shí)的電流THD滿足并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)、而光伏電池輸出電壓滿足電壓并網(wǎng)條件為2種拓?fù)涞那袚Q依據(jù)，切換為H橋逆變器模式，從而提高系統(tǒng)工作效率。通過(guò)上述切換，則有望實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)的較寬發(fā)電范圍以及獲得較高的歐洲效率。

2 在線拓?fù)淇勺冃筒⒕W(wǎng)逆變器的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

搭建了基于DSP+FPGA的單相并網(wǎng)逆變實(shí)驗(yàn)平臺(tái)以對(duì)所提出的在線拓?fù)淇勺冃筒⒕W(wǎng)逆變器的性能進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的原理示意圖如圖3所示。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的參數(shù)如下：Udc=200～450 V，Em=311 V，ω=314 rad ／s，Im=24～56 A，fc=5 kHz，L=1.5 mH。 功率開關(guān)器件選取英飛凌公司的IGBT，型號(hào)為BSM150GB-60DLC。系統(tǒng)采用基于比例諧振控制器［20］的并網(wǎng)電流單閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)。電網(wǎng)電壓的幅值、頻率及相角θe由增強(qiáng)型鎖相環(huán)算法獲得。增強(qiáng)型鎖相環(huán)的原理在文獻(xiàn)［21］中有詳細(xì)闡述。

圖3 所提新型逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)原理示意圖Fig.3 Schematic diagram of experimental platform of OVT-GCI

系統(tǒng)工作于H橋逆變器模式的條件是保證并網(wǎng)電壓條件以及電流THD＜5%。因此根據(jù)實(shí)際的電壓和電流對(duì)這2個(gè)條件分別進(jìn)行判斷，并且設(shè)置2個(gè)標(biāo)志位作為滿足條件的標(biāo)志，當(dāng)并網(wǎng)電壓條件滿足時(shí)令SUdc=1，否則SUdc=0。當(dāng)計(jì)算出H橋逆變器模式對(duì)應(yīng)的電流THD＜5%時(shí)，令STHD=1，否則STHD=0。切換控制信號(hào)為Ssw=STHD·SUdc，只有二者都為1時(shí)，Ssw=1，此時(shí)切換為H橋逆變器模式。另外，為避免2種拓?fù)淠Ｊ降念l繁切換，在相互切換時(shí)對(duì)直流電壓切換值加入一定的滯環(huán)寬度，本系統(tǒng)選為20 V。

為模擬光伏電池的輸出特性［22］，使用隔離型雙輸出可調(diào)變壓器并經(jīng)過(guò)整流和濾波電路獲得2路相同的可調(diào)直流電源，為逆變器供電。并網(wǎng)電流幅值的給定值隨著直流電壓的變化而線性變化，變化公式為：

圖4 所提并網(wǎng)逆變器的實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experimental waveforms of proposed GCI

對(duì)直流電壓在200～450 V之間變化時(shí)的并網(wǎng)逆變器進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。其中級(jí)聯(lián)型逆變器模式切換為H橋逆變器模式的直流電壓選為380 V，此時(shí)H橋逆變器模式下的電流THD能夠滿足并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，而H橋逆變器模式切換為級(jí)聯(lián)型逆變器模式的直流電壓選為360V，以盡量避免這2種拓?fù)淠Ｊ降念l繁切換。圖4給出了不同直流電壓時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形、相應(yīng)的逆變器總損耗以及電流THD的理論計(jì)算結(jié)果和實(shí)際測(cè)試結(jié)果，其中實(shí)測(cè)的并網(wǎng)電流頻譜的最高次數(shù)為1000次。由圖4可知，在直流電壓較低時(shí)，逆變器工作為級(jí)聯(lián)型逆變器模式，逆變器輸出電壓為5電平波形，隨著直流電壓上升，并網(wǎng)電流幅值逐漸升高。逆變器整體效率有所降低，但是在切換為H橋逆變器后，逆變器效率提高近3%。在整個(gè)工作過(guò)程中，并網(wǎng)電流保持正弦波形，并與電網(wǎng)電壓接近反相位。在級(jí)聯(lián)型逆變器模式，電流頻譜的分布集中在載波頻率的4倍及其整數(shù)倍處，而在H橋逆變器模式時(shí)，電流頻譜的分布集中在載波頻率的2倍及其整數(shù)倍處，這也與前述分析一致。在整個(gè)工作過(guò)程中，電流THD均限制在5%以內(nèi)。進(jìn)一步根據(jù)歐洲效率的定義和測(cè)試的效率數(shù)據(jù)可以計(jì)算得到傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)型逆變器的歐洲效率為93.2%，而所提并網(wǎng)逆變器的歐洲效率為95.8%，提高了2.6%。需要說(shuō)明的是，本文的實(shí)驗(yàn)?zāi)康脑谟隍?yàn)證所提的方案確實(shí)提高了系統(tǒng)的歐洲效率，由于平臺(tái)中所使用的功率開關(guān)和電感等器件均為通用器件，并未采用具有低功耗特性的光伏系統(tǒng)專用器件，也由此導(dǎo)致與現(xiàn)有商用逆變器相比其效率提升并不明顯。后續(xù)工作中將對(duì)逆變器進(jìn)行優(yōu)化，以進(jìn)一步提升其工作效率。

3 結(jié)論

a.對(duì)級(jí)聯(lián)型逆變器和H橋逆變器的損耗和電流THD的分析結(jié)果表明，級(jí)聯(lián)型逆變器的電流THD較低，工作范圍較寬，而其損耗要大于H橋逆變器；

b.所提出的在線拓?fù)淇勺冃筒⒕W(wǎng)逆變系統(tǒng)及其復(fù)用調(diào)制策略實(shí)現(xiàn)了在較寬輸入電壓、功率范圍內(nèi)的拓?fù)淦交袚Q和高性能并網(wǎng)運(yùn)行；

c.通過(guò)在線拓?fù)淝袚Q，在保證較寬工作范圍的同時(shí)，歐洲效率提高近3%，進(jìn)而證明了所提出的新型功率變換技術(shù)的正確性和可行性。

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