郭 伽，孫 力，趙 克

（哈爾濱工業(yè)大學(xué) 電氣工程及自動化學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001）

0 引言

近年來，配電網(wǎng)的電能質(zhì)量越來越被重視。一方面的原因是越來越多非線性負(fù)載向配電網(wǎng)中注入無功與諧波成分，造成配電網(wǎng)電壓與電流波形的畸變；另一方面是因?yàn)橛嬎銠C(jī)系統(tǒng)、自動化生產(chǎn)線等敏感負(fù)載對配電網(wǎng)電能質(zhì)量提出了更高的要求。統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC（Unified Power Quality Conditioner）是一種綜合的電能質(zhì)量治理裝置，不但能夠補(bǔ)償非線性負(fù)載電流中的無功分量與諧波分量，減少對配電網(wǎng)的影響；而且能夠消除電壓諧波、電壓跌落等配電網(wǎng)方面的故障，維持負(fù)載端電壓的穩(wěn)定，保護(hù)敏感設(shè)備。然而，由于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器開關(guān)器件使用量大、結(jié)構(gòu)復(fù)雜等缺陷的存在，限制了其進(jìn)一步的推廣應(yīng)用。

九開關(guān)變換器是近年來提出的一種用較少開關(guān)器件替代背靠背雙PWM變換器的電路拓?fù)洌?-2］。相較于后者，九開關(guān)變換器開關(guān)器件的使用量減少了25%，具有開關(guān)器件使用量少、體積較小、損耗較低等優(yōu)點(diǎn)。然而，九開關(guān)變換器減少開關(guān)器件使用量最主要的代價就是需要更高的直流母線電壓，這不但增加了電路中各器件的電壓等級，而且增加了開關(guān)損耗，在一定程度上削弱了開關(guān)器件使用量減少所帶來的成本、損耗等方面的優(yōu)勢。

九開關(guān)變換器增加直流電壓的程度，因應(yīng)用領(lǐng)域的不同而有很大區(qū)別。在要求轉(zhuǎn)速不同的雙電機(jī)驅(qū)動領(lǐng)域，所需直流電壓達(dá)到原拓?fù)浞桨傅?倍［2］；而在不間斷電源UPS（Uninterruptible Power Supply）的應(yīng)用中，其直流電壓僅略有增加［1］。

統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器是另一類九開關(guān)變換器的適用領(lǐng)域［3-4］。本文首先對九開關(guān)變換器的工作原理、調(diào)制策略做了簡要的介紹，在此基礎(chǔ)上提出混合調(diào)制策略；其次通過穩(wěn)態(tài)分析，推導(dǎo)出九開關(guān)變換器2個端口輸出電壓與補(bǔ)償對象的關(guān)系，并在此基礎(chǔ)上推導(dǎo)出所提調(diào)制策略所需最小直流電壓及直流偏置的計算公式；然后介紹了本文所采用的控制策略；最后，通過仿真驗(yàn)證了基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的正確性與有效性。本文研究對降低統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的造價、擴(kuò)大其應(yīng)用領(lǐng)域具有一定的積極意義。

1 九開關(guān)變換器的原理與調(diào)制策略

1.1 九開關(guān)變換器的原理

九開關(guān)變換器由3組橋臂組成，每組橋臂由3個開關(guān)器件串聯(lián)而成，其結(jié)構(gòu)如圖1虛線框中所示。其中，開關(guān)器件 VTA、VTB、VTC、VTAU、VTBV、VTCW組成上側(cè)變換器，開關(guān)器件 VTU、VTV、VTW、VTAU、VTBV、VTCW組成下側(cè)變換器。九開關(guān)變換器通過對中間3組開關(guān)器件VTAU、VTBV、VTCW的分時復(fù)用，實(shí)現(xiàn)減少開關(guān)器件用量的目的。在一個開關(guān)周期內(nèi)，首先令VTU、VTV、VTW全部導(dǎo)通，此時電流補(bǔ)償端口輸出電壓為0，而電壓補(bǔ)償端口輸出電壓可以任意控制；在該開關(guān)周期的剩余時間，令VTA、VTB、VTC全部導(dǎo)通，此時電壓補(bǔ)償端口輸出電壓為0，而電流補(bǔ)償端口得到了控制權(quán)。這種分時復(fù)用最主要的代價就是需要更高的直流電壓使變換器能夠用更少的時間完成期望電壓的輸出［5］。

九開關(guān)變換器每一橋臂共有8種開關(guān)狀態(tài)，由于輸出端口不能浮空、直流母線不能短路等原因，其有效開關(guān)狀態(tài)只有3種，表1列出了這3種有效開關(guān)狀態(tài)及對應(yīng)的端口輸出電壓。由表1可以看到，兩端口輸出電壓間存在耦合，即上側(cè)端口輸出電壓不能低于下側(cè)端口輸出電壓。為實(shí)現(xiàn)對兩端口輸出電壓的獨(dú)立控制，需要對調(diào)制信號進(jìn)行特別的處理。

圖1 基于九開關(guān)變換器的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器電路拓?fù)銯ig.1 Topology of UPQC based on nine-switch converter

表1 九開關(guān)變換器的有效開關(guān)狀態(tài)及相應(yīng)輸出電壓Table 1 Effective switch statuses and corresponding output voltages of nine-switch converter

1.2 九開關(guān)變換器的2種工作模式

九開關(guān)變換器根據(jù)2個端口輸出電壓的頻率相同與否，工作模式可以分為同頻CF（Constant Frequency）模式與異頻 VF（Variable Frequency）模式［6］。為實(shí)現(xiàn)對九開關(guān)變換器兩端口輸出電壓的獨(dú)立控制，總的原則是通過對調(diào)制信號疊加適當(dāng)直流偏置，使上側(cè)端口調(diào)制信號始終高于下側(cè)端口調(diào)制信號。但在直流偏置的處理上，CF模式與VF模式存在一些差異，調(diào)制原理分別如圖2（a）、（b）所示。

圖2 九開關(guān)變換器調(diào)制策略示意圖Fig.2 Schematic diagram of modulation strategy of nine-switch converter

在CF模式中，兩端口輸出電壓的頻率相同，僅幅值、相位有所區(qū)別。為盡量減少直流母線電壓，上移上側(cè)端口調(diào)制信號，使其最大值與載波頂點(diǎn)對齊；下移下側(cè)端口調(diào)制信號，使其最小值與載波底端對齊。在此模式中，輸出期望電壓波形所需的最小直流電壓與調(diào)制信號的相位差有關(guān)。2組調(diào)制信號的調(diào)制比之和滿足式（1）。

其中，mU、mL分別為上側(cè)端口與下側(cè)端口調(diào)制信號的調(diào)制比。相位差越小，所需直流電壓越小。2組調(diào)制信號同相時，調(diào)制比之和達(dá)到最大值2.3，此時其直流電壓與背靠背雙PWM變換器相同；反之，2組調(diào)制信號反相時，調(diào)制比之和降為最小值1.15，所需直流電壓是背靠背雙PWM變換器的2倍。

在VF模式中，兩端口輸出電壓的頻率、幅值與相位均可以不同，這種情況下的調(diào)制方式為對兩端口調(diào)制信號分別疊加不同的直流偏置，使上端口調(diào)制信號的最小值始終不小于下側(cè)調(diào)制信號的最大值，2組信號的調(diào)制比之和滿足式（2）。

一般情況下，當(dāng)要求輸出電壓幅值相同時，CF模式比VF模式所需的直流電壓要小。

1.3 應(yīng)用于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的混合調(diào)制策略

統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器與前文介紹的雙電機(jī)驅(qū)動、UPS均存在很大差異，其輸出波形不但要包含基波分量，而且要包含低次諧波分量。1.2節(jié)介紹的2種調(diào)制策略單獨(dú)使用，效果均不理想。CF模式只適用于兩端口輸出電壓頻率相同的情況，而統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器需要同時補(bǔ)償基波分量與諧波分量。VF模式雖然能夠滿足同時輸出基波分量與諧波分量的要求，但其直流電壓利用率只有傳統(tǒng)拓?fù)浞桨傅囊话?，對直流電容、開關(guān)器件的選型、散熱設(shè)計提出了更高的要求。只有結(jié)合2種調(diào)制策略的特點(diǎn)，以CF模式調(diào)制基波分量、VF模式調(diào)制諧波分量，才能充分利用CF模式能夠有效降低九開關(guān)變換器所需直流電壓、VF模式能夠自由輸出不同頻率電壓的特點(diǎn)。

基于以上考慮，本文提出一種應(yīng)用于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器中九開關(guān)變換電路的混合調(diào)制策略，其調(diào)制原理如圖3所示。其中，uU、uL分別為九開關(guān)變換器上側(cè)變換器與下側(cè)變換器的調(diào)制信號。該調(diào)制策略將需要疊加到調(diào)制信號中的直流偏置分為2個部分：基波偏置，按照CF模式選?。恢C波偏置，按照系統(tǒng)需要補(bǔ)償?shù)闹C波容量事先確定。圖中，①代表已疊加直流偏置的上端口調(diào)制信號中的基波分量，其上、下兩側(cè)的虛線表示上端口可以輸出的諧波的上、下限；②代表已疊加直流偏置的下端口調(diào)制信號中的基波分量，其上、下兩側(cè)的虛線代表下端口能夠輸出的諧波的上、下限。

圖3 提出的混合調(diào)制策略原理示意圖Fig.3 Schematic diagram of proposed hybrid modulation strategy

基波調(diào)制信號與指定次諧波調(diào)制信號分別由不同的控制器給出，但最終的調(diào)制信號是各控制器輸出的代數(shù)和，已包含所需的基波分量和各次諧波分量。如前文所述，在開關(guān)周期的一部分時間調(diào)制模塊令VTU、VTV、VTW全部導(dǎo)通，而控制電壓補(bǔ)償端口輸出期望的波形；在當(dāng)前開關(guān)周期的剩余時間則令VTA、VTB、VTC全部導(dǎo)通，而控制電流補(bǔ)償端口輸出期望的波形。

2 基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的建模與穩(wěn)態(tài)分析

2.1 基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的建模

為論證所提調(diào)制策略的合理性，需要對調(diào)節(jié)器進(jìn)行建模。為便于分析，做如下假設(shè)：變換器所用開關(guān)器件均為理想開關(guān)，忽略開關(guān)損耗；變換器中濾波電感、濾波電容、串聯(lián)變壓器三相完全對稱，參數(shù)一致；串聯(lián)變壓器視為理想變壓器，忽略原／副端電阻、漏感，不存在飽和現(xiàn)象；電壓補(bǔ)償單元能夠維持負(fù)載電壓幅值恒定，電流補(bǔ)償單元保證電網(wǎng)電壓與電網(wǎng)電流始終相位相同；忽略變換器本身的功率損耗［7］。圖4為調(diào)節(jié)器的穩(wěn)態(tài)電路拓?fù)洹?/p>

圖4 基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器電路拓?fù)銯ig.4 Steady-state topology of UPQC based on nine-switch converter

圖中，ula、ulb、ulc，ila、ilb、ilc分別為負(fù)載電壓與負(fù)載電流；isa、isb、isc為電網(wǎng)電流；uca、ucb、ucc為變換器輸出的補(bǔ)償電壓；ica、icb、icc為變換器輸出的補(bǔ)償電流；L1、L2、C1分別為濾波電感與濾波電容；udc、idc、CF分別為直流電容的電壓、電流與容值。負(fù)載電壓、負(fù)載電流、電網(wǎng)電壓、電網(wǎng)電流與補(bǔ)償電壓的定義見式（3）—（7）。

其中，UL、IL、Usr分別為負(fù)載電壓、負(fù)載電流與補(bǔ)償電壓的幅值；θ為跌落電壓的相角跳變；δ為跌落電壓幅值的變化；φU為跌落發(fā)生后負(fù)載電壓的初相角。

為了對九開關(guān)變換器進(jìn)行建模，定義二值邏輯開關(guān)函數(shù) S1k、S2k（k=a，b，c）分別如式（8）、（9）所示。

根據(jù)所定義的開關(guān)函數(shù)，可以得到九開關(guān)變換器端口輸出電壓如式（10）、（11）所示。

在此基礎(chǔ)上根據(jù)電路基本定律，可以得到基于開關(guān)函數(shù)的九開關(guān)變換器的數(shù)學(xué)模型，如式（12）—（15）所示。

對比上述公式，九開關(guān)變換器的數(shù)學(xué)模型與背靠背雙PWM變換器［8］是一致的，其區(qū)別僅在于九開關(guān)變換器同一橋臂的開關(guān)函數(shù)存在約束關(guān)系，即狀態(tài)S1k=0、S2k=1不存在。依據(jù)前文所述，只要在調(diào)制信號中疊加適當(dāng)直流偏置，使得上端口調(diào)制信號始終大于下端口調(diào)制信號，即可以避免該組開關(guān)狀態(tài)的出現(xiàn)。

定義開關(guān)函數(shù) S1k、S2k的占空比分別為 d1k、d2k，可以得到九開關(guān)變換器采用占空比描述的低頻模型，如式（16）—（19）所示。

其中，d1a、d1b、d1c可以作為電壓補(bǔ)償單元的調(diào)制信號，d2a、d2b、d2c是電流補(bǔ)償單元的調(diào)制信號。對比式（16）—（19），可以看到與背靠背雙PWM變換器的數(shù)學(xué)模型［8-10］也是一致的，唯一的區(qū)別是前者存在約束d1k＞ d2k。

定義dc1、dc2分別表示電壓補(bǔ)償單元與電流補(bǔ)償單元調(diào)制信號的直流偏置。

根據(jù)式（20），可以得到兩端口調(diào)制信號的表達(dá)式如式（21）、（22）所示。

2.2 基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的穩(wěn)態(tài)分析

跌落事故發(fā)生時，電網(wǎng)電壓幅值發(fā)生跳變，同時伴隨一定幅度的相角跳變［11］。為分析方便，定義補(bǔ)償電壓幅值與相角如式（23）所示。

根據(jù)式（23）并結(jié)合前文推導(dǎo)出的數(shù)學(xué)模型，可以得到兩端口調(diào)制信號幅值、相角的表達(dá)式如式（24）所示。

根據(jù)式（24），兩端口調(diào)制信號的幅值只與電壓跌落程度δ有關(guān)系，并且兩端口調(diào)制信號的相角差也不受相角跳變θ的影響。代入第4節(jié)仿真參數(shù)，可以得到調(diào)制信號幅值（標(biāo)幺值）、相角差與電壓跌落深度δ、負(fù)載功率因數(shù)角φ、負(fù)載電流IL間的變化規(guī)律，如圖5所示。

圖5 九開關(guān)變換器兩端口調(diào)制信號的變化規(guī)律Fig.5 Variation law of modulation signals at two terminals of nine-switch converter

圖5（a）說明電流補(bǔ)償單元調(diào)制信號的幅值基本不受電壓跌落深度變化的影響，與此相對，電壓補(bǔ)償單元調(diào)制信號的幅值隨電壓跌落深度的增加而增大。

圖5（b）、（d）、（f）顯示盡管電壓跌落深度、負(fù)載功率因數(shù)角、負(fù)載電流在較大范圍內(nèi)變化，兩端口調(diào)制信號相角差始終較小，依據(jù)九開關(guān)變換器CF模式的規(guī)則，兩端口調(diào)制信號的相角差與變換器所需直流電壓成正比。

圖5（c）、（e）說明電壓補(bǔ)償端口調(diào)制信號幅值基本不受負(fù)載功率因數(shù)角的影響，但與負(fù)載電流成正比；而電流補(bǔ)償端口調(diào)制信號幅值與負(fù)載功率因數(shù)角、負(fù)載電流成反比。

2.3 基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器直流偏置的計算方法

調(diào)制信號所需的直流偏置由兩部分組成，如式（25）所示。其中，dc1、dc2分別為兩端口基波分量對應(yīng)的直流偏置；d1h、d2h為諧波分量對應(yīng)的直流偏置。2類偏置信號的產(chǎn)生方法是不同的，dc1與dc2根據(jù)控制器輸出計算產(chǎn)生，如式（26）所示；而d1h與d2h根據(jù)待補(bǔ)償對象的特性事先確定。

其中，u1fd、u1fq為基波電壓分量控制器輸出；u2fd、u2fq為基波電流分量控制器輸出。

所提調(diào)制策略如圖6所示。其中，兩端口調(diào)制信號在疊加直流偏置、3次諧波后，分別與載波信號比較產(chǎn)生驅(qū)動 VTA、VTB、VTC與 VTU、VTV、VTW的開關(guān)信號，2組開關(guān)信號經(jīng)異或運(yùn)算（XOR）產(chǎn)生驅(qū)動VTAU、VTBV、VTCW的開關(guān)信號。

圖6 調(diào)制策略算法框圖Fig.6 Block diagram of modulation strategy

3 基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的控制策略

由前文得到的調(diào)節(jié)器數(shù)學(xué)模型可知，基于九開關(guān)變換電路統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的控制器設(shè)計與傳統(tǒng)方案沒有區(qū)別。只要使用恰當(dāng)?shù)恼{(diào)制策略實(shí)現(xiàn)九開關(guān)變換器雙組輸出端口的解耦，統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器傳統(tǒng)的控制算法在新拓?fù)浞桨钢幸廊皇怯行У?。本文使用多組控制器并聯(lián)實(shí)現(xiàn)基波與指定次諧波的無靜差補(bǔ)償控制，每個控制單元采用Park變換基礎(chǔ)上的PI控制器實(shí)現(xiàn)控制任務(wù)［12-15］。電壓補(bǔ)償單元與電流補(bǔ)償單元的控制框圖分別如圖7（a）、（b）所示。

4 仿真驗(yàn)證

本節(jié)通過仿真驗(yàn)證基于九開關(guān)變換電路的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的可行性及所提調(diào)制策略的有效性。仿真模型的結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中供電電源基波相電壓有效值220 V，頻率50 Hz；負(fù)載為二極管整流負(fù)載，直流側(cè)為1 Ω、1 mH的阻感負(fù)載；串聯(lián)變壓器變比1∶1，上側(cè)電流補(bǔ)償單元濾波電感1 mH；下側(cè)電壓補(bǔ)償單元濾波電感4 mH，濾波電容4.7 μF；直流電容1200 V、4700 μF。仿真結(jié)果如圖8所示。

圖7 所提統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的控制策略框圖Fig.7 Block diagram of control strategy of proposed UPQC

圖8 仿真結(jié)果Fig.8 Simulative results

電網(wǎng)電壓在0.1 s時出現(xiàn)跌落，幅值變?yōu)轭~定值的80%，如圖8（a）上側(cè)波形圖所示。與此同時，九開關(guān)變換器下側(cè)端口開始輸出補(bǔ)償電壓以維持負(fù)載側(cè)電壓恒定，在約0.1 s后負(fù)載電壓恢復(fù)為額定值，如圖8（c）上側(cè)波形、圖8（a）下側(cè)波形所示。

由于二極管整流器的存在，負(fù)載需要從電網(wǎng)汲取大量諧波電流，為避免其對電網(wǎng)的影響。九開關(guān)變換器上側(cè)端口輸出相應(yīng)無功電流、諧波電流以避免電網(wǎng)電流的畸變，其仿真結(jié)果如圖8（b）所示。對比圖8（a）、（b）還可以看到，電網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同相位。

5 結(jié)論

本文提出應(yīng)用九開關(guān)變換器替代傳統(tǒng)背靠背雙PWM變換器作為統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器主電路，并提出一種新的混合調(diào)制策略。該調(diào)制策略綜合了CF模式與VF模式的優(yōu)點(diǎn)，能夠有效降低變換器所需直流電壓，從而可以有效降低開關(guān)器件耐壓水平，減小損耗，降低設(shè)備成本。本文首先介紹了九開關(guān)變換器的工作原理與常用調(diào)制策略，并在此基礎(chǔ)上提出一種新的混合調(diào)制策略。其次，通過穩(wěn)態(tài)分析，本文研究了端口輸出電壓幅值、相角的變化規(guī)律，并推導(dǎo)出各直流偏置分量的計算公式。再次，文章介紹了與之相適應(yīng)的控制策略。最后，通過仿真驗(yàn)證了本文所提調(diào)制策略的正確性與有效性。本文對于降低統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的造價，推廣其應(yīng)用具有積極的意義。

參考文獻(xiàn)：

［1］LIU Congwei，WU Bin，ZARGARI N，et al.A novel nine-switch PWM rectifier-inverter topology for three-phase UPS applications［C］∥European Conference on Power Electronics and Applications.Aalborg，Denmark：IEEE，2007：1-10.

［2］KOMINAMI T，F(xiàn)UJIMOTO Y.A novel nine-switch inverter for independent control of two three-phase loads［C］∥Industry Application Conference.New Orleans，USA：IEEE，2007：2346-2350.

［3］ZHANG Lei，LOH P C，GAO F.An integrated nine-switch power conditioner for power quality enhancement and voltage sag mitigation［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27（3）：1177-1190.

［4］DIVATE D D，BHOSALE Y N.An improvement of power quality using nine-switch power conditioner with minimization of voltage sag［C］∥IEEE Students’ Electrical，Electronics and Computer Science（SCEECS）.Bhopal，India：IEEE，2014：1-6.

［5］梁宗澤，陳宇，鄒旭東，等.基于九開關(guān)變換器的雙饋風(fēng)電系統(tǒng)運(yùn)行原理與控制研究［J］. 中國電機(jī)工程學(xué)報，2015，35（5）：1221-1227.LIANG Zongze，CHEN Yu，ZOU Xudong，et al.Research on the operational principle and control of the nine-switch-converterbased doubly-fed wind generation systems［J］.Proceedings of the CSEE，2015，35（5）：1221-1227.

［6］KHADKIKAR V，CHANDRA A，BARRY A O，et al.Conceptual study of Unified Power Quality Conditioner（UPQC）［C］∥IEEE InternationalSymposium on IndustrialElectronics.Montreal，Canada：IEEE，2006：1088-1093.

［7］LOH P C，BAHMAN A S，QIN Z，et al.Evaluation of switch currents in nine-switch energy conversion systems［C］∥Annual Conference on the IEEE Industrial Electronics Society.Vienna，Austria：IEEE，2013：753-758.

［8］周海亮.統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器檢測與補(bǔ)償控制策略研究［D］.天津：天津大學(xué)，2012.ZHOU Hailiang.Research on detection and compensation control strategy for UPQC［D］.Tianjin：Tianjin University，2012.

［9］段耀強(qiáng).統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器控制策略及工業(yè)裝置研究［D］.北京：中國電力科學(xué)研究院，2015.DUAN Yaoqiang.Study on the control strategy and industrial device of the unified power quality conditioner［D］.Beijing：The Graduate School of China Electric Power Research Institute，2015.

［10］張國榮.電能質(zhì)量綜合調(diào)節(jié)器（UPQC）及其控制策略研究［D］.合肥：合肥工業(yè)大學(xué)，2008.ZHANG Guorong.Research on the Unified Power Quality Conditioner（UPQC） and its control strategies［D］.Hefei：Hefei University of Technology，2008.

［11］雷何.動態(tài)電壓恢復(fù)器控制技術(shù)若干關(guān)鍵問題研究［D］.武漢：華中科技大學(xué)，2014.LEI He.Study on control technique of dynamic voltage restorer［D］.Wuhan：Huazhong University of Science& Technology，2014.

［12］曹武，江楠，劉康禮，等.改進(jìn)諧波分次檢測結(jié)合集中電流環(huán)的APF 諧波獨(dú)立控制實(shí)現(xiàn)［J］. 中國電機(jī)工程學(xué)報，2014，34（3）：387-396.CAO Wu，JIANG Nan，LIU Kangli，et al.An improved control structure consisting of selective harmonic detection and centralized current loop for the independent harmonic control and implementation of APF［J］.Proceedings of the CSEE，2014，34（3）：387-396.

［13］AGANAH K，KARUGABA S，OJO O.Space vector and carrierbased PWM modulation schemes for maximum utilization of voltage sources of a nine-switch converter［C］∥IEEE Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE）.Raleigh，North Carolina，USA：IEEE，2012：2521-2528.

［14］DEHGHAN S M，MOHAMADIAN M，YAZDIAN A.Current control of nine-switch inverter using integrated current sensors［C］∥International Power Engineering and Optimization Conference.Shah Alam，Malaysia：IEEE，2010：95-100.

［15］蔣瑋，陳武，胡仁杰.基于超級電容器儲能的微網(wǎng)統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器［J］. 電力自動化設(shè)備，2014，34（1）：85-90.JIANG Wei，CHEN Wu，HU Renjie.Unified power quality conditioner based on supercapacitor for microgrid［J］.Electric Power Automation Equipment，2014，34（1）：85-90.

［16］馮興國，張麗霞，康忠健.基于超級電容器儲能的UPQC工作條件及控制策略［J］. 電力自動化設(shè)備，2014，34（4）：84-89.FENG Xingguo，ZHANG Lixia，KANG Zhongjian.Working conditions and control strategy of UPQC based on supercapacitor energy storage［J］.Electric Power Automation Equipment，2014，34（4）：84-89.

［17］王小君，鞏超，和敬涵，等.城軌車輛牽引過程對配電網(wǎng)電能質(zhì)量的影響分析［J］. 電力自動化設(shè)備，2015，35（3）：81-87.WANG Xiaojun，GONG Chao，HE Jinghan，et al.Analysis on impact of urban rail vehicle traction on distribution network power quality［J］.Electric Power Automation Equipment，2015，35（3）：81-87.