張誠 施金 杜明珠 林壟龍 徐凱

(1.南通大學(xué)電子信息學(xué)院,南通 226019;2. 南京大學(xué),南京 210033)

基于環(huán)形諧振器的平衡式帶通濾波器

張誠1施金1杜明珠2林壟龍1徐凱1

(1.南通大學(xué)電子信息學(xué)院,南通 226019;2. 南京大學(xué),南京 210033)

提出了一種基于多模環(huán)形諧振器實現(xiàn)的平衡式帶通濾波器,其主要由加載了電阻和短路枝節(jié)的環(huán)形諧振器和兩對平衡端口構(gòu)成. 所提出的濾波器能夠以單個諧振器獲得差模的雙模響應(yīng),并且具有結(jié)構(gòu)簡單,共模抑制高,帶寬可進行有限控制(4% ～ 9%)的優(yōu)點. 為驗證理論預(yù)期的可實現(xiàn)性,在RO4003C基板上設(shè)計了一個工作在1.87 GHz的平衡式帶通濾波器. 實驗結(jié)果表明該濾波器的20-dB阻抗匹配帶寬為8.9%,中心頻率處的插入損耗為0.86 dB,在1 ～ 3 GHz頻率范圍內(nèi)的共模抑制大于30 dB.

環(huán)形諧振器;平衡式帶通濾波器;電阻加載;短路枝節(jié)加載;共模抑制;

引 言

平衡式器件由于具有較強的抗噪聲、抗干擾性能,而被廣泛應(yīng)用在無線通信系統(tǒng)中.濾波器是無線通信系統(tǒng)重要的部件之一,因此平衡式濾波器的研究受到了廣泛關(guān)注,平衡式濾波器能夠構(gòu)建差分通帶并同時抑制共模信號.針對平衡式濾波器的設(shè)計,近幾年出現(xiàn)了很多種實現(xiàn)方式.文獻[1-2]提出了一種基于集總參數(shù)諧振器實現(xiàn)的平衡式濾波器,但受限于集總參數(shù)本身的限制,電路無法在高頻工作.文獻[3-7]提出了基于分布參數(shù)實現(xiàn)的平衡式濾波器;其中文獻[3-5]提出了基于基片集成波導(dǎo)實現(xiàn)的平衡式濾波器,基片集成波導(dǎo)的使用使得該類型的濾波器能夠獲得較高的品質(zhì)因數(shù).文獻[6]提出了一種使用缺陷地來減小平衡式濾波器電路尺寸的方法,但其缺點是會增加額外的加工成本.文獻[7]給出了基于耦合線結(jié)構(gòu)實現(xiàn)的平衡式濾波器,耦合線結(jié)構(gòu)的使用使得該類型的濾波器獲得了結(jié)構(gòu)緊湊、簡單的優(yōu)點.上述平衡式濾波器都是以單模諧振器構(gòu)建而成,因此實現(xiàn)雙模響應(yīng)需要兩個諧振器.

多模諧振器構(gòu)建而成的濾波器能夠在單一諧振器的情況下實現(xiàn)多模響應(yīng).目前,多模諧振器主要應(yīng)用于單端式濾波器的設(shè)計.Wolff首先提出了環(huán)形雙模諧振器[8]并構(gòu)建了單端式濾波器,通過在該諧振器正交面引入擾動元件來激勵出兩個簡并模,從而實現(xiàn)雙模響應(yīng).為了在不增加諧振器個數(shù)的情況下增加頻帶選擇性,人們提出了很多不同形式的多模諧振器包括雙模[9-10]、三模[11-12]甚至四模[13]諧振器并用于單端濾波器的設(shè)計.但是目前利用多模諧振器實現(xiàn)的平衡式濾波器比較少.文獻[14]給出了基于多模諧振器實現(xiàn)的平衡式濾波器,對稱式多模諧振器的使用實現(xiàn)了寬頻帶、高頻率選擇性的性能.

本文提出了一種加載一對短路枝節(jié)和一對電阻的新型多模環(huán)型諧振器并應(yīng)用于平衡式帶通濾波器的設(shè)計.該設(shè)計和傳統(tǒng)的實現(xiàn)多模平衡式濾波器的設(shè)計相比,具有結(jié)構(gòu)簡單、共模抑制高、帶寬可進行有限控制等優(yōu)點.為明確該濾波器的設(shè)計流程,本文分析了該濾波器的工作原理,最終設(shè)計了一個工作在1.87 GHz的實際案例,該案例驗證了理論預(yù)期.

1 濾波器設(shè)計

圖1 所提出的平衡式帶通濾波器示意圖

圖1是所提出的平衡式濾波器的示意圖,其主要由加載了電阻和短路枝節(jié)的環(huán)形諧振器和兩對用來給環(huán)形諧振器耦合饋電的微帶結(jié)構(gòu)構(gòu)成,其中①、○1′為輸入平衡式端口,②、○2′為輸出平衡式端口;環(huán)形諧振器上加載的電阻和短路枝節(jié)分別位于水平對稱軸和垂直對稱軸與諧振器的交點處.由于這個環(huán)形諧振器為中心對稱結(jié)構(gòu),所以可以對其進行差模和共模分析.

1.1 差模分析

當(dāng)對所提出的平衡式濾波器進行差模激勵時,此時水平對稱面等效為電壁,所以環(huán)與水平對稱軸的交點為虛擬短路,因此差模等效電路可由圖2(a)所示.差模等效電路中的諧振器為兩端接地、中間加載短路枝節(jié)的微帶結(jié)構(gòu);又因為差模等效電路沿垂直方向?qū)ΨQ,所以可以對差模等效電路下的諧振器進行奇偶模分析,得到圖2(b)和(c)所示的奇偶模等效電路.

(a)平衡式濾波器差模等效電路

(b)諧 振器的奇模 (c)諧 振器的偶模 等效電路 等效電路圖2 差模等效電路的奇偶模分析

圖2(b)和(c)中對應(yīng)的輸入導(dǎo)納可分別表示為:

(1)

(2)

式中:Z是傳輸線的特性阻抗;d,l是傳輸線物理長度, 如圖2所示;β為傳播系數(shù).當(dāng)輸入導(dǎo)納虛部為零時,諧振器產(chǎn)生諧振; 根據(jù)式(1)和式(2)可獲得諧振器的奇偶模諧振條件分別為:

(3)

4tan2(βl)tan (βd)-3tan (βl)-2tan (βd)=0.

(4)

從式(3)和式(4)可知：奇模諧振頻率與d無關(guān),且總長度需為半波長; 而偶模的諧振頻率與d有關(guān).圖3給出了隨d變化的差模等效電路中的諧振器奇偶模諧振頻率.從圖中可知,d的大小不會對奇模諧振頻率(fdo)產(chǎn)生影響,而偶模諧振頻率(fde)會隨d的增大而下移; 當(dāng)d趨近于0時,諧振器的奇偶模諧振頻率相同.

圖3 隨d變化的奇偶模諧振頻率(l=25 mm)

1.2 共模分析

當(dāng)對環(huán)形諧振器進行共模激勵時,此時水平對稱面等效為磁壁,所以環(huán)與水平對稱軸的交點為虛擬開路,因此共模等效電路可由圖4(a)所示.共模等效電路中的諧振器為兩端加載電阻、中間加載短路枝節(jié)的微帶結(jié)構(gòu); 又因為共模等效電路沿垂直方向?qū)ΨQ,所以可以對共模等效電路下的諧振器進行奇偶模分析,得到圖4(b)和(c)所示的奇偶模等效電路.

(a) 平衡濾波器共模等效電路

(b)諧 振器的奇模 (c)諧 振器的偶模 等效電路 等效電路圖4 共模等效電路的奇偶模分析

共模條件下,諧振器的奇偶模等效電路都存在電阻,將吸收部分共模信號,等效為共模外部品質(zhì)因數(shù)的降低,因此該電阻能夠起到提高共模抑制和改善共模抑制帶寬的作用.

2 案例設(shè)計

圖5是所提出的平衡式帶通濾波器的實際結(jié)構(gòu)圖,其在圖1的結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上進行了折疊以縮小尺寸.設(shè)計所采用的基板為RO4003C,其介電常數(shù)εr=3.38,損耗角正切為0.002 7,基板高度為0.813mm.該濾波器的設(shè)計指標如表1所示.

f0/GHzWFB|Sdd11|/dB|Scc21|/dB1.878.8%<-20<-30

2.1 差模通帶設(shè)計

所提出的平衡式帶通濾波器的差模耦合拓撲結(jié)構(gòu)如圖6所示,其中黑圈1和黑圈2分別為諧振器差模工作時的奇模和偶模諧振模式, 其諧振頻率分別為fdo和fde,且這兩種諧振模式之間沒有耦合,兩個白圈分別代表濾波器的差模源(輸入)和負載(輸出).實線代表源或者負載與差模諧振器的耦合(MSi或者MiL,i=1, 2).通過表1所示的差模設(shè)計指標,得到所需要的差模耦合矩陣[15]為:

圖6 所提出的平衡式濾波器拓撲結(jié)構(gòu)

式中: S和L分別代表該濾波器的源和負載; 1和2分別代表圖6中的諧振器1和2.

通過Mii(i=1,2)可計算得到差模工作條件下的諧振頻率[16],

(5)

式中:f0為濾波器的中心頻率; Δf為絕對帶寬;fi(i=1, 2)為該濾波器在差模下的奇偶模諧振頻率.通過公式(5)計算得到的差模條件下的奇偶模頻率分別為1.85 GHz、1.99 GHz.通過MSi(i=1,2)計算得到差模外部品質(zhì)因數(shù)Qe,i[17],其計算公式為:

(6)

計算得到的帶通濾波器的差模外部品質(zhì)因數(shù)(Qe,i,i=1,2) 分別為26.5,39.8.

通過計算得到的差模條件下的兩種模式的諧振頻率,可確定環(huán)形諧振器的物理尺寸.首先在d等于零的條件下,此時兩模式的諧振頻率(fdo,fde)重合,且為f2,得到環(huán)的初始物理尺寸; 再依據(jù)圖3中fde隨d的變化規(guī)律,使fde=f1,此時得到d的初始物理尺寸.

通過外部品質(zhì)因數(shù)的擬合,從而確定濾波器的饋電結(jié)構(gòu).具體擬合過程為: 首先,設(shè)定初始饋電結(jié)構(gòu)參數(shù)(g、s),得到相對應(yīng)的仿真外部品質(zhì)因數(shù)Qe,i(i=1, 2)[18],可通過如下公式計算得到:

(7)

式中:ωi(i=1,2)表示諧振器各個模式的諧振頻率; Δωi±90°(i=1,2)表示以諧振頻率為中心上下各偏移90°時所對應(yīng)的頻寬, 如圖7所示.再者,調(diào)節(jié)饋電結(jié)構(gòu)參數(shù)(g,s),使得仿真外部品質(zhì)因數(shù)與理論外部品質(zhì)因數(shù)相一致,從而確定饋電結(jié)構(gòu)參數(shù) (g,s).

如果在上述過程中確定的尺寸參數(shù)所對應(yīng)的初

圖|隨頻率變化的相位曲線

圖8 短路枝節(jié)的長度相等時其長度對|的影響

圖9 短路枝節(jié)的長度不相等時其長度 對|的影響

2.2 共模抑制設(shè)計

共模工作條件下,諧振器中的電阻將起到吸收相應(yīng)的共模信號和提高濾波器共模抑制的作用.

圖10和圖11是所述濾波器加載不同電阻值對共模抑制的影響.從圖10可知,若加載的電阻一致時,電阻的加載能夠顯著提高共模抑制帶寬,且在R=R1=20 Ω時,獲得了最佳共模抑制性能; 從圖11可知,若加載的電阻不一致時,R1的變化對共模抑制的影響相對較小.

圖10 加載電阻值相等時其大小對共模抑制的影響

圖11 加載電阻值不相等時其大小對共模抑制的影響

2.3 設(shè)計流程

1) 根據(jù)設(shè)計指標確定所需要的差模耦合矩陣,計算得到差模的諧振頻率及差模Qe,i.通過差模諧振頻率,確定諧振器的物理尺寸.通過差模Qe,i擬合確定耦合饋電結(jié)構(gòu)參數(shù)(g、s).因此可以得到濾波器的初始響應(yīng).

2) 通過調(diào)節(jié)d和d1來微調(diào)差模帶寬.

3) 根據(jù)加載電阻與共模抑制的變化規(guī)律及對共模抑制的設(shè)計要求,確定所加載的電阻的大小.

2.4 結(jié)果

根據(jù)設(shè)計指標和設(shè)計步驟,可得出所設(shè)計的平衡濾波器樣品(圖5)的尺寸參數(shù)為:W1=1.86 mm,W2=1.5 mm,W3=0.5 mm,W4=1.2 mm,G1=1.8 mm,G2=1 mm,G3=0.7 mm,G4=2 mm,D=0.6 mm,d=d1=2 mm,g=0.7 mm,S1=4.75 mm,S2=4.4 mm,S3=7.2 mm,l0=23 mm,加載電阻(R=R1)為20 Ω.

所設(shè)計的平衡式帶通濾波器由Keysight N5230C四端口矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試,它可以直接測試電路的共模和差模的S參數(shù)響應(yīng).圖12是該濾波器的仿真與測試結(jié)果.測試結(jié)果顯示,所設(shè)計的濾波器的中心頻率為1.87 GHz,對應(yīng)通帶的插入損耗為0.86 dB,對應(yīng)的相對帶寬為8.9 %.同時,在1 GHz到3 GHz的頻帶范圍內(nèi)共模抑制大于30 dB.

圖12 所設(shè)計濾波器的仿真與測試結(jié)果

表2是本設(shè)計與已發(fā)表的基于多模諧振器的帶通濾波器的性能對比.從表2可知,所提出的多模平衡式濾波器針對窄帶設(shè)計,具有結(jié)構(gòu)緊湊,共模抑制高的優(yōu)點.

表2 與已發(fā)表的基于多模諧振器的

3 結(jié) 論

文中提出了一種基于環(huán)形諧振器的平衡式通帶濾波器,并給出了詳細的理論分析及設(shè)計步驟.在單個諧振器的情況下,該濾波器實現(xiàn)了差分模式下的雙模響應(yīng); 加載的短路枝節(jié)可以更好地控制通帶的帶寬,提高了帶通濾波器的設(shè)計自由度; 加載電阻能有效提高濾波器的共模抑制帶寬.通過實際測試表明此平衡式濾波器符合理論分析及理論預(yù)期.

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杜明珠 (1989-), 男,江蘇人,南京大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院博士研究生,研究方向為人工電磁材料.

Balanced bandpass filter using ring resonator

ZHANG Cheng1SHI Jin1DU Mingzhu2LIN Longlong1XU Kai1

(1.DepartmentofElectronicandInformationEngineering,NantongUniversity,Nantong226019,China;2.NanjingUniversity,Nanjing210033,China)

A balanced bandpass filter (BPF) using multi-mode ring resonator is proposed, which is configured by two pairs of balanced ports and a ring resonator with loaded resistors and shorted stubs. The proposed filter can get dual-mode differential-mode response with single resonator, and it has the advantages of simple structure, high common-mode suppression and finite controllability of bandwidth (4%-9%). A prototype at 1.87 GHz is designed on RO4003C substrate to verify the theoretical prediction. Measured results show that the 20-dB impedance matching bandwidth is 8.9%, the insertion loss at the center frequency is 0.86 dB and the common-mode suppression is greater than 30 dB from 1 GHz to 3 GHz.

ring resonator; balanced bandpass filter; resistor loaded; loaded shorted stub; common-mode suppression

10.13443/j.cjors.2016092301

2016-09-23

國家自然科學(xué)基金(61471209)； 江蘇省研究生科研創(chuàng)新項目(KYLX16_0970)； 江蘇省六大人才高峰 (2013-XXRJ-010)

TN713+.5

A

1005-0388(2016)06-1046-07

張誠 (1993-),男,江蘇人,南通大學(xué)電子信息學(xué)院研究生,研究方向為微波電路/天線.

施金 (1979-),男,江蘇人,南通大學(xué)電子信息學(xué)院博士生導(dǎo)師,博士,研究方向為微波電路/天線.

張誠, 施金, 杜明珠, 等. 基于環(huán)形諧振器的平衡式帶通濾波器[J]. 電波科學(xué)學(xué)報,2016,31(6):1046-1052.

ZHANG C, SHI J, DU M Z, et al. Balanced bandpass filter using ring resonator[J]. Chinese journal of radio science,2016,31(6):1046-1052. (in Chinese). DOI: 10.13443/j.cjors.2016092301

聯(lián)系人： 施金 E-mail: jinshi0601@hotmail.com

DOI 10.13443/j.cjors.2016092301