劉 斌 黃凱倫 伍家駒 李 俊

（1. 南昌航空大學(xué)信息工程學(xué)院 南昌 330063 2. 雄洲美能科技有限公司 深圳 518052）

1 引言

隨著新能源產(chǎn)業(yè)的不斷發(fā)展，光伏并網(wǎng)逆變器已經(jīng)成為研究及應(yīng)用熱點(diǎn)，其裝機(jī)容量迅速增加，三電平乃至多電平逆變器應(yīng)用越加廣泛，其相較于兩電平具有輸出容量大，受電磁干擾（EMI）影響小，另外由于輸出電平階數(shù)增加，使得諧波含量小，波形質(zhì)量提高以及逆變輸出dv/dt低，優(yōu)勢(shì)明顯。而主功率器件的增加，多電平調(diào)制策略更加多樣化，空間矢量調(diào)制（SVPWM）具有直流電源電壓利用率高、容易數(shù)字實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于三電平逆變器。

由于光伏產(chǎn)業(yè)及其他工業(yè)領(lǐng)域?qū)Υ蠊β誓孀兤鞯男枨蟛粩嘣黾右约按蠊β势骷_關(guān)頻率的不斷提高，開關(guān)器件的開關(guān)損耗已不可忽視，不僅降低了系統(tǒng)的效率，而且要求系統(tǒng)具備更好的散熱能力。目前降低開關(guān)損耗的方法，一方面是在硬件方面改進(jìn)，如采用高性能的功率器件、采用軟開關(guān)技術(shù)等，但這將提高生產(chǎn)的成本；另一方面可通過改進(jìn)調(diào)制方法，如不連續(xù)SVPWM等。傳統(tǒng)不連續(xù)SVPWM在各相半個(gè)周期中，開關(guān)器件有 60°不動(dòng)作，使開關(guān)次數(shù)比連續(xù) SVPWM降低 1/3，從而有效的降低開關(guān)損耗。

而多電平NPC逆變器中，中點(diǎn)電位是其固有的缺點(diǎn)，由于中點(diǎn)電流由母線電容提供，只要中點(diǎn)電流不為零，中點(diǎn)電位就會(huì)相應(yīng)的發(fā)生變化。中點(diǎn)電位浮動(dòng)太大將導(dǎo)致輸出電壓畸變、開關(guān)器件承受的電壓不一致甚至擊穿等一系列問題。隨著研究的深入，中點(diǎn)電位平衡的控制方式主要分成三大類，即被動(dòng)控制（passive control）、滯環(huán)控制（hysteretic control）和主動(dòng)控制（active control）。其中，滯環(huán)控制是相對(duì)簡(jiǎn)單的閉環(huán)控制技術(shù)，也是實(shí)際應(yīng)用方案的主流。

目前，對(duì)三電平NPC逆變器調(diào)制方法的研究大多將中點(diǎn)電位平衡問題和開關(guān)損耗分開研究，或者只針對(duì)中點(diǎn)電位的平衡問題[1-6]，或者只針對(duì)開關(guān)損耗問題[7-9]，文獻(xiàn)[10]提出了一種實(shí)現(xiàn)降低開關(guān)損耗和中點(diǎn)電位平衡的協(xié)調(diào)控制方法，但其不開關(guān)區(qū)離散分布在開關(guān)區(qū)域，開關(guān)損耗降低不明顯。

本文提出一種具有中點(diǎn)電位平衡控制的三電平不連續(xù)SVPWM方法。該方法有效降低開關(guān)損耗，并且控制中點(diǎn)電位平衡。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文所提調(diào)制方法的可行性和有效性。

2 三電平逆變器及其中點(diǎn)電位

圖1為三相三電平NPC光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。Vdc為直流輸入電壓，C1、C2為直流側(cè)母線電容，A、B、C為三相市電。逆變部分各橋臂有4個(gè)功率開關(guān)管，其中開關(guān)管 Sx1（x=a、b、c，下同）和Sx3互補(bǔ)，Sx2和Sx4互補(bǔ)，共具有三種輸出狀態(tài)，分別為P、O、N。P狀態(tài)表示上橋臂開關(guān)管Sx1、Sx2導(dǎo)通，O狀態(tài)表示中間兩管 Sx2、Sx3導(dǎo)通，N狀態(tài)表示下橋臂開關(guān)管Sx3、Sx4導(dǎo)通。

圖1 三相三電平NPC并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of three-level NPC grid connected inverter

三電平共27個(gè)電壓空間矢量：3個(gè)零矢量、12個(gè)小矢量、6個(gè)中矢量和6個(gè)大矢量，空間矢量分布圖如圖2所示（1.0區(qū)表示第1扇區(qū)第0小區(qū)，其他類推）。其中，零矢量和大矢量對(duì)中點(diǎn)電位沒有影響；中矢量沒有冗余矢量，控制中點(diǎn)電位相對(duì)復(fù)雜；而小矢量具有相同輸出電壓和對(duì)中點(diǎn)電位作用恰好相反的冗余矢量，因此一般通過控制具有冗余矢量的小矢量的作用時(shí)間來實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位的平衡控制。具體也可參考相關(guān)文獻(xiàn)[11,12]。

圖2 三電平逆變器空間矢量分布圖Fig.2 Space vector diagram of three-level inverter

3 三電平不連續(xù)調(diào)制

3.1 中點(diǎn)電位平衡

傳統(tǒng)的“最近三矢量”七段式空間矢量調(diào)制，每個(gè)開關(guān)周期都可調(diào)整小矢量不同狀態(tài)組合的作用時(shí)間來控制直流側(cè)電容中點(diǎn)電位在一定的范圍內(nèi)浮動(dòng)。三電平不連續(xù)SVPWM是在一個(gè)區(qū)域內(nèi)某相開關(guān)管不動(dòng)作，其他兩相只動(dòng)作一次，減少開關(guān)次數(shù)，降低開關(guān)損耗，在一個(gè)開關(guān)周期中每個(gè)電壓矢量只能使用一次，一般采用五段式的調(diào)制方法，因此一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)小矢量只能使用一次，不能用傳統(tǒng)七段式的方法來控制中點(diǎn)電位。

中點(diǎn)電位浮動(dòng)大小可以由直流側(cè)電容電位差ΔV=VC1-VC2來判斷。通過分析，在單位功率因數(shù)下，五段式不連續(xù)調(diào)制每個(gè)小區(qū)均可分成對(duì)中點(diǎn)電位影響相反的兩種矢量序列方式，以第1扇區(qū)為例的兩種矢量序列方式可見表1，其他扇區(qū)可類推：方式 0為可導(dǎo)致ΔV下降的矢量序列方式；方式1為導(dǎo)致ΔV上升的矢量序列方式。其中1.3小區(qū)方式1中使用POO狀態(tài)組合是為符合下文所述的方式切換條件，在1.3小區(qū)內(nèi)POO矢量雖然會(huì)使ΔV下降，但其作用時(shí)間很短，總體上方式 1仍然使得ΔV上升。那么，同一個(gè)小區(qū)不同的開關(guān)周期按一定的方法使用以上兩種矢量序列方式，在整體上是可調(diào)整中點(diǎn)電位的。

表1 第1扇區(qū)的矢量序列方式Tab.1 The vector sequence modes of first sextant

3.2 在相電流最大值附近開關(guān)管不動(dòng)作

顯然，在相電流最大值附近該相開關(guān)管不動(dòng)作（以下簡(jiǎn)稱大電流不開關(guān)），減少了開關(guān)器件在大電流區(qū)域的開關(guān)次數(shù)，從而最大程度地降低開關(guān)損耗。以單位功率因數(shù)下第1扇區(qū)為例分析，逆變器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行在調(diào)制度/3＜M＜1時(shí)，參考電壓矢量運(yùn)行在每個(gè)扇區(qū)的 4-2-3-5（或 5-3-2-4）小區(qū)，第 1扇區(qū)中1.2小區(qū)和1.4小區(qū)A相電流最大，1.3小區(qū)和1.5小區(qū) C相電流最大，為實(shí)現(xiàn)大電流不開關(guān)，應(yīng)在1.4小區(qū)運(yùn)行方式0，在1.5小區(qū)運(yùn)行方式1。如果在 1.2小區(qū)實(shí)現(xiàn)大電流不開關(guān)，需要采用的矢量序列為PPO-POO-PON-POO-PPO，但1.2小區(qū)B相電流為負(fù)，在矢量序列上卻有P出現(xiàn)，線電壓會(huì)出現(xiàn)較高的幅值跳變，1.3小區(qū)的情況類似。

圖3 第1扇區(qū)Fig.3 Fist sextant

設(shè)調(diào)制度為M，參考電壓矢量Vref，V1為Vref在1.4小區(qū)邊界時(shí)距離小矢量POO的長(zhǎng)度，V2為零矢量與小矢量POO間的長(zhǎng)度，如圖3所示。

Vref的長(zhǎng)度可表示為

由余弦定理得

由正弦定理得

將式（1）代入式（2）、式（3）可求出θ的值。當(dāng)調(diào)制度M=0.89時(shí)，可算得θ=25.895°，即每一相半個(gè)周期內(nèi)的大電流不開關(guān)角度為51.79°。那么在4、5小區(qū)實(shí)現(xiàn)大電流不開關(guān)可使開關(guān)損耗降低28.8%。因此選擇在1.0、1.1、1.2、1.3小區(qū)內(nèi)調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位，在1.4、1.5小區(qū)內(nèi)實(shí)現(xiàn)大電流不開關(guān)，既可控制中點(diǎn)電位平衡，又可使開關(guān)損耗明顯下降。

為使中點(diǎn)電位保持在合理的浮動(dòng)范圍內(nèi)，引入上文所提中點(diǎn)電位控制方法，并加入滯環(huán)反饋環(huán)節(jié)，控制框圖如圖4所示，這樣便可簡(jiǎn)單的控制中點(diǎn)電位平衡。

圖4 中點(diǎn)電位平衡控制框圖Fig.4 Diagram of neutral point potential balancing control

ΔV有可能在不開關(guān)區(qū)內(nèi)（即4、5小區(qū)）超出閾值使不開關(guān)角度減小，那么可以選擇適當(dāng)?shù)拈撝狄约皽p小不開關(guān)角度，使得開關(guān)損耗有效降低并且中點(diǎn)電位保持在合理范圍。通過表1可知，若實(shí)現(xiàn)不連續(xù)調(diào)制需要在不開關(guān)區(qū)域內(nèi)保持同一種方式（方式 0或方式 1），將使得ΔV不斷偏移（下降或上升），因此這段區(qū)域內(nèi)的中點(diǎn)電荷的變化量最大。這段區(qū)域內(nèi)的中點(diǎn)電荷變化量ΔQmax可表示為這段時(shí)間內(nèi)各開關(guān)周期中點(diǎn)電荷ΔQ的累加和。一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)中點(diǎn)電荷的變化量表示為

式中，tN為矢量的作用時(shí)間；iN為矢量對(duì)應(yīng)的流入中點(diǎn)的電流，N=0,1,2。

各相的作用時(shí)間可由伏秒平衡公式算出，電流iN可由輸出功率及相角確定，通過式（4）可得到中點(diǎn)電荷的最大變化量ΔQmax。中點(diǎn)電荷變化量ΔQ可由式（5）表示。

顯然當(dāng)ΔV的浮動(dòng)最大，中點(diǎn)電荷的變化最大。ΔV的最大浮動(dòng)范圍ΔVmax由式（6）表示。

由式（4）～式（6），在調(diào)制度、輸出功率以及直流側(cè)電容容值Cc確定的情況下，就可以選取合適的ΔV閾值以保證中點(diǎn)電位不會(huì)過大浮動(dòng)或者頻繁超過閾值而導(dǎo)致大電流不開關(guān)角度減小。

3.3 小區(qū)間過渡時(shí)的矢量切換方式

三電平調(diào)制方法采用的矢量序列要滿足兩個(gè)基本條件，否則將失去三電平的優(yōu)勢(shì)，甚至退化為兩電平：①前后兩個(gè)矢量切換時(shí)，同一相不能出現(xiàn) P與N之間的直接切換。②前后兩個(gè)矢量切換時(shí)，不能出現(xiàn)任何兩相同時(shí)都有開關(guān)動(dòng)作。

顯然，小區(qū)內(nèi)的方式切換是滿足兩個(gè)基本條件的，下面研究小區(qū)之間的矢量切換是否滿足兩個(gè)基本條件。

矢量計(jì)算公式

式中

設(shè)ua、ub、uc為三相正序市電，由式（7）可得，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)Vref逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)；當(dāng)調(diào)制度M≤1時(shí)，有；當(dāng)過調(diào)制時(shí)根據(jù)其角度采用相應(yīng)扇區(qū)的4小區(qū)或5小區(qū)的矢量。

根據(jù)refV的不同取值，會(huì)有不同的小區(qū)間過渡可能，以第一扇區(qū)為例，見表2。

表2 第一扇區(qū)和相鄰扇區(qū)間可能的小區(qū)過渡Tab.2 Transition between sections of first sextant

由表2可推出，小區(qū)過渡的前后矢量序列方式隨意切換，否則不能滿足兩個(gè)基本條件，例如小區(qū)1.2方式1向小區(qū)1.3方式0切換時(shí)就不能滿足基本條件；另外當(dāng)Vref出現(xiàn)跳變也可能導(dǎo)致小區(qū)過渡不能滿足兩個(gè)基本條件。為此，可令后矢量序列在小區(qū)過渡時(shí)按固定的方式切換，之后再由小區(qū)內(nèi)部根據(jù)中點(diǎn)電位平衡需要和大電流不開關(guān)原則選擇矢量序列方式。參考電壓矢量在這些小區(qū)之間過渡時(shí)，如何采用方式0或方式1來實(shí)現(xiàn)前后矢量切換且符合兩個(gè)基本條件，可通過表3來表示。

表3 小區(qū)間過渡時(shí)的矢量序列方式Tab.3 Vector sequence modes of transition between sections

表 3a為第一扇區(qū)內(nèi)小區(qū)間由上向下過渡時(shí)應(yīng)采取的矢量序列方式，表3b為不同扇區(qū)間小區(qū)過渡時(shí)應(yīng)采取的矢量序列方式?！?”表示切換時(shí)應(yīng)使用方式 0；“1”表示切換時(shí)應(yīng)使用方式 1；“Any”表示切換時(shí)使用任意方式都是可行的；“×”表示正常運(yùn)行不可能出現(xiàn)的矢量切換區(qū)域；在 1.4小區(qū)切換到1.5小區(qū)時(shí)寫的“11 00”表示若前矢量序列是按方式0運(yùn)行那么后矢量序列也應(yīng)該采用方式0；在由1.0小區(qū)過渡到1.5小區(qū)的黑色框體表示兩者之間若直接切換是無法滿足前后矢量切換的兩個(gè)基本條件的，可以在發(fā)生1.0小區(qū)與1.5小區(qū)之間的相互過渡時(shí)，強(qiáng)制把后矢量序列替換為1.2小區(qū)的矢量序列，這樣雖然會(huì)發(fā)生振動(dòng)，但不會(huì)違反兩個(gè)基本條件。

在此條件下，整個(gè)系統(tǒng)可以應(yīng)用三電平5段式的調(diào)制方法正常運(yùn)行，控制中點(diǎn)電位平衡，并且減少開關(guān)次數(shù)，提高效率。

4 仿真驗(yàn)證

以圖1所示三相三電平NPC并網(wǎng)逆變器架構(gòu)作為本文仿真和實(shí)驗(yàn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。用Matlab/Simulink軟件對(duì)本文所提出的調(diào)制方法進(jìn)行仿真研究，控制算法基于Matlab中的可編程塊S-Function實(shí)現(xiàn)。相關(guān)仿真參數(shù)為：并網(wǎng)直流側(cè)輸入電壓Vdc=600V，即調(diào)制度M約為0.89，輸出功率10kW，三相市電相電壓為 220V/50Hz，直流側(cè)電容C1=C2=9 00μF ，開關(guān)頻率為 19.2kHz，ΔV的閾值VthH=10V、VthL=?10V。

仿真中圖 5為線電壓Uab輸出脈寬波形，線電壓沒有出現(xiàn)較大跳變的情況，可知本文所提的調(diào)制方法在矢量切換時(shí)滿足兩個(gè)基本條件。

圖5 線電壓輸出脈寬仿真波形Fig.5 Simulation waveform of output line voltage PWM

圖6為A相輸出電流以及開關(guān)管Sa1、Sa4的脈寬仿真波形，圖中開關(guān)器件在該相大電流區(qū)有2.86ms（51.48°）不動(dòng)作，由此可推出此調(diào)制方法有效地較大程度地降低開關(guān)損耗。

圖6 輸出電流和開關(guān)管脈寬調(diào)制仿真波形Fig.6 Simulation waveform of output current and switches PWM

圖7所示為直流側(cè)電容電壓波形和電容電位差ΔV波形，直流電容電壓在300V±5V內(nèi)浮動(dòng)，ΔV在±10V內(nèi)浮動(dòng)，中點(diǎn)電位控制在合理范圍內(nèi)。

圖7 直流側(cè)電容VC1、VC2電壓和ΔV仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of bus capacitors voltage and ΔV

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提的不連續(xù)SVPWM調(diào)制方法的有效性，研制了一臺(tái)三電平并網(wǎng)逆變器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，并與傳統(tǒng)的七段式調(diào)制方法進(jìn)行效率對(duì)比。其電路元件與仿真參數(shù)相同，選用 TI公司的TMS320F2812作為主控制芯片；主功率開關(guān)器件為FGL40N120型號(hào)的IGBT；測(cè)量工具選用Tektronix TDS5104B型示波器、Tektronix TCPA300型電流探測(cè)儀和Sapphire Instruments SI-9110型電壓隔離探棒。

圖8是A相的電流、Sa1脈寬、線電壓Uab和直流側(cè)電容C1的電壓實(shí)驗(yàn)波形，由圖可看出，線電壓Uab沒有太大的幅值跳變，VC1在10V±內(nèi)浮動(dòng)。

圖8 實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms

圖9是A相電流和開關(guān)管Sa1、Sa4脈寬實(shí)驗(yàn)波形，由圖9可看出，在大電流區(qū)域開關(guān)管的不動(dòng)作時(shí)間有 2.845ms，即不開關(guān)角度約有 51.21°，可以有效的降低開關(guān)損耗。

圖9 電流實(shí)驗(yàn)波形和Sa1、Sa4脈寬實(shí)驗(yàn)信號(hào)Fig.9 Experimental waveforms of current and switch PWM

表4是傳統(tǒng)7段式調(diào)制方法和實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位調(diào)整及大電流不開關(guān)的5段式調(diào)制方法之間的10組效率對(duì)比數(shù)據(jù)，其中Pi、Po分別為輸入輸出功率。由表可以看出當(dāng)實(shí)現(xiàn)大電流不開關(guān)原則時(shí)，效率比傳統(tǒng)7段式提高了約為0.5%。

表4 效率對(duì)比Tab.4 Comparison of efficiency

6 結(jié)論

本文針對(duì)三電平 NPC逆變器降低開關(guān)損耗和控制中點(diǎn)電位平衡問題，提出一種新型的不連續(xù)空間矢量調(diào)制方法。

（1）根據(jù)基本矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響分為的兩種矢量序列方式，通過滯環(huán)控制切換矢量序列方式來調(diào)整中點(diǎn)電位平衡。

（2）減少了開關(guān)器件在大電流區(qū)域的開關(guān)次數(shù)，實(shí)現(xiàn)大電流不開關(guān)，較大程度地降低開關(guān)損耗。該調(diào)制方法與三電平七段調(diào)制算法相比，效率提高了約0.5%。

（3）仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文所提出空間矢量調(diào)制方法的可行性和有效性。

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