吉 宇 梅 軍 杜曉舟 韓少華 鄭建勇

（東南大學(xué)電氣工程學(xué)院 南京 210096）

1 引言

模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter，MMC）是近年出現(xiàn)的一種新型電壓源變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，是多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的一個(gè)重大突破。其最早由慕尼黑聯(lián)邦國(guó)防軍大學(xué)的Marquardt和Lesnicar 等人提出，主要適用于高電壓等級(jí)、大容量的有功變換的場(chǎng)合。和級(jí)聯(lián)H 橋變流器相比，MMC 保留了高度模塊化的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，同時(shí)又具有一個(gè)高壓直流母線，能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電壓、輸出電流的四象限運(yùn)行。和傳統(tǒng)的二、三電平變流器相比，MMC 不存在開關(guān)管串聯(lián)并聯(lián)的均壓、均流的問(wèn)題。MMC 的每個(gè)子模塊結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，控制容易，可以無(wú)限擴(kuò)展，特別適用于HVDC 領(lǐng)域。西門子“Trans Bay Cable”工程是世界上第一個(gè)基于MMC 變換器的直流輸電工程（MMC-HVDC），于2010年11 月在美國(guó)舊金山市北部投入運(yùn)行，該工程的設(shè)計(jì)容量為400MW，額定電壓為±200kV，單個(gè)橋臂由200個(gè)子模塊構(gòu)成[1-6]。

國(guó)內(nèi)對(duì)MMC 的研究起步雖更晚，但研究比較活躍，中國(guó)電力科學(xué)研究院、華北電力大學(xué)、浙江大學(xué)和合肥工業(yè)大學(xué)等單位已經(jīng)開展了這方面的基礎(chǔ)理論研究，研究工作主要集中在MMC-HVDC 的建模仿真，MMC-HVDC 的控制和保護(hù)策略等。上海供電公司和中國(guó)電力科學(xué)研究院合作的上海南匯風(fēng)電場(chǎng)示范工程是我國(guó)第一個(gè)MMC 工程，于2011年7 月25 日正式投入運(yùn)行[1-3]。

MMC 并網(wǎng)逆變器主要控制問(wèn)題是輸出電流能夠?qū)崟r(shí)跟蹤電網(wǎng)的相位、頻率，而且電流的總畸變失真要低，從而減少對(duì)電網(wǎng)的諧波影響[1-5]。

電流跟蹤型PWM 逆變器具有實(shí)時(shí)控制輸出電流、快速響應(yīng)等特點(diǎn)，主要分為三角載波調(diào)制、滯環(huán)調(diào)制兩種方式。目前，應(yīng)用在MMC 中的電流跟蹤型PWM 逆變器一般采用三角載波調(diào)制法，這種方法的開關(guān)頻率固定，但響應(yīng)速度較慢。而且采用三角載波調(diào)制的并網(wǎng)逆變器需要進(jìn)行有功和無(wú)功的解耦控制，相對(duì)比較復(fù)雜，魯棒性較差。

本文針對(duì) MMC 并網(wǎng)逆變器運(yùn)行特點(diǎn)進(jìn)行研究，提出了一種基于虛擬循環(huán)映射的電流滯環(huán)型MMC 雙閉環(huán)并網(wǎng)控制策略，實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)電流脈動(dòng)頻率降低、開關(guān)頻率降低、所有子模塊懸浮電容電壓平衡。該并網(wǎng)控制策略在一臺(tái)五電平MMC 樣機(jī)上得到了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證[6,7]。

2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理

圖1為n+1 電平三相MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及子模塊結(jié)構(gòu)，它由6 個(gè)橋臂構(gòu)成。其中，每一個(gè)橋臂都由n 個(gè)子模塊和電抗器L 串聯(lián)構(gòu)成，電抗器L起到限流作用，上、下兩個(gè)橋臂構(gòu)成了MMC 的一相。

MMC 的三相6 個(gè)橋臂具有對(duì)稱性，其電氣參數(shù)和電抗值都是相同的。這里以a 相為例，直流側(cè)正、負(fù)母線相對(duì)于中點(diǎn) o 的電壓分別為 0.5Udc、-0.5Udc。Uap、Uan分別為a 相上、下橋臂子模塊輸出電壓之和，Iap、Ian分別為a 相上、下橋臂的橋臂電流，Ia為a 相的網(wǎng)側(cè)電流，可以得到

圖1 三相MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.1 Three-phase equivalent circuit of MMC

結(jié)合式（1）～式（3）可得

MMC 子模塊是一個(gè)半橋結(jié)構(gòu)，包括兩個(gè)IGBT和一個(gè)直流儲(chǔ)能電容。根據(jù)電流ISM的方向以及開關(guān)S1和S2的狀態(tài)，子模塊的輸出電壓在UC和0 之間切換。具體的開關(guān)狀態(tài)由表1 可見，其中“1”代表開關(guān)導(dǎo)通，“0”代表開關(guān)關(guān)斷[4,5]。

表1 MMC 子模塊工作狀態(tài)Tab.1 MMC submodule working states

3 電流滯環(huán)型逆變器控制原理

3.1 逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)

MMC 并網(wǎng)逆變器采用電壓外環(huán)、電流控制內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。首先通過(guò)Park 變換將三相靜止坐標(biāo)系的變量轉(zhuǎn)換為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，同時(shí)將d 軸定義成電網(wǎng)電壓矢量的方向。在這樣的定義下，實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)的MMC 逆變器直流側(cè)母線電壓Udc和向電網(wǎng)輸出的有功功率P、無(wú)功功率Q。并網(wǎng)逆變器向電網(wǎng)輸出的有功功率P、無(wú)功功率Q 表示為

圖2為MMC 并網(wǎng)逆變器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖。通過(guò)對(duì)直流側(cè)母線電壓誤差的PI 控制，得到有功電流給定值Id_ref，而通過(guò)對(duì)無(wú)功誤差的PI 控制，得到無(wú)功電流給定值Iq_ref。得到有功、無(wú)功電流參考值后進(jìn)行Park 反變換得到三相的電流給定值，采用電流滯環(huán)調(diào)制法進(jìn)行實(shí)時(shí)跟蹤給定值，實(shí)現(xiàn)母線電壓穩(wěn)定和功率因數(shù)的控制。和基于三角載波PI 調(diào)制的電流內(nèi)環(huán)相比，電流滯環(huán)調(diào)制的電流內(nèi)環(huán)速度更快、精度更高、魯棒性更強(qiáng)，具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和自動(dòng)的峰值限制能力，而且不存在d、q 軸解耦問(wèn)題，具有明顯的優(yōu)勢(shì)。當(dāng)直流側(cè)電壓一定的情況下，子模塊數(shù)越多，則每個(gè)子模塊電容電壓越小，開關(guān)管電壓應(yīng)力越小，可以選擇頻率相對(duì)高的開關(guān)管。同時(shí)，MMC 采用多電平調(diào)制，和二電平、三電平逆變器相比，MMC 每個(gè)子模塊開關(guān)動(dòng)作頻率要求相對(duì)比較低，相對(duì)更適用電流滯環(huán)調(diào)制[3]。

圖2 MMC 并網(wǎng)逆變器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖Fig.2 Double closed-loop control strategy for grid connected modular multilevel converter

當(dāng)然，電流滯環(huán)調(diào)制也有缺點(diǎn)，其開關(guān)頻率是變化的，這對(duì)逆變器開關(guān)管來(lái)說(shuō)是有一定制約的[8-10]。

3.2 電流滯環(huán)控制

電流滯環(huán)型內(nèi)環(huán)用來(lái)控制MMC 并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)電流，實(shí)現(xiàn)對(duì)得到的電流給定值實(shí)時(shí)跟蹤，響應(yīng)速度快，而且穩(wěn)定性好。同樣以a 相為例，按照?qǐng)D1 的物理量符號(hào)含義及方向可以得到

由于三相完全對(duì)稱，則有

結(jié)合式（4）、式（7）和式（8），可得

簡(jiǎn)化式（9），可得

式中，La為a 相的等效電抗；Udao為a 相的等效輸出電壓；UAO為a 相的等效輸出電壓與電網(wǎng)電壓的差值，單相等效并網(wǎng)電路如圖3 所示[11-14]。

圖3 單相等效并網(wǎng)原理圖Fig.3 Single-phase equivalent circuit of grid connected modular multilevel converter

圖4 電流滯環(huán)控制原理圖Fig.4 Principle drawing of hysteresis-band current tracking control

電流滯環(huán)控制原理如圖4 所示，將輸出反饋電流和參考電流的誤差與滯環(huán)閾值h 進(jìn)行比較。構(gòu)建函數(shù)D(t)，當(dāng)誤差超過(guò)滯環(huán)的上閾值時(shí)，令D(t)=0，需要電感電流有下降的趨勢(shì)，則UAo＜0，使得誤差減小。當(dāng)誤差超過(guò)滯環(huán)的下閾值時(shí)，令D(t)=1，需要電感電流有上升的趨勢(shì)，則UAo＞0，使得誤差減小。另外，當(dāng)誤差在滯環(huán)內(nèi)時(shí)，D(t)不變[3,4]。

顯然，輸出并網(wǎng)電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)律動(dòng)一次，設(shè)電流上升時(shí)間和下降時(shí)間分別為T1和T2，電流上升時(shí)間MMC 的等效輸出電壓為Udao1，電流下降時(shí)間MMC 的等效輸出電壓為Udao2，電流變化的環(huán)寬為h，在足夠高的開關(guān)頻率下，由式（10）可得

輸出并網(wǎng)電流脈動(dòng)周期T為

輸出并網(wǎng)電流脈動(dòng)頻率為

構(gòu)建函數(shù)V(t)，用來(lái)對(duì)電網(wǎng)電壓ea(t)的大小和相位進(jìn)行分區(qū)間，有

結(jié)合之前的分析，當(dāng)電網(wǎng)電壓ea(t)處在m 區(qū)間（V(t)=m）時(shí)，若誤差超過(guò)滯環(huán)的上閾值時(shí)（D(t)=0），MMC 等效輸出電壓Udao2=(m-1)USM-Udc2。若當(dāng)誤差超過(guò)滯環(huán)的下閾值時(shí)（D(t)=1），等效輸出電壓Udao1=mUSM-Udc2。若當(dāng)誤差在滯環(huán)內(nèi)時(shí)，等效輸出電壓Udao不變?？傊總€(gè)時(shí)刻MMC 等效輸出電壓為

即每個(gè)時(shí)刻，MMC 下橋臂投入模塊數(shù)

結(jié)合式（13），可得

當(dāng)ea(t)=Udao2(t)+USM2時(shí)，輸出并網(wǎng)電流脈動(dòng)取最大頻率為

根據(jù)式（18），并網(wǎng)電流脈動(dòng)最大頻率和上、下橋臂模塊數(shù)成反比。當(dāng)母線電壓一定，其他參數(shù)不變時(shí)，只要上/下橋臂子模塊數(shù)n 越大，則輸出并網(wǎng)電流脈動(dòng)最大頻率越小，相應(yīng)地，開關(guān)管頻率越小?？梢?，相對(duì)于兩電平電流滯環(huán)型逆變器，MMC 電流滯環(huán)在開關(guān)頻率上有很大優(yōu)勢(shì)[3]。

3.3 n+1 電平調(diào)制

結(jié)合之前的分析，為了保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，減少其紋波，這里采用n+1 電平調(diào)制法?？梢缘玫矫總€(gè)時(shí)刻下橋臂投入的模塊數(shù)Nn(t)、上橋臂投入的模塊數(shù)Np(t)存在以下關(guān)系

式中，0≤V(t)≤n；D(t)=0 或1；1≤Nn(t)≤n；1≤Np(t)≤n。n為上/下橋臂的子模塊數(shù)。在系統(tǒng)對(duì)稱運(yùn)行的情況下，為了平衡子模塊電容電壓，必須保持上/下橋臂中各子模塊投入或切除的概率相等，這就需要引入虛擬循環(huán)映射。

建立虛擬子模塊（VSM），其數(shù)目和實(shí)際子模塊（RSM）數(shù)目相同，編號(hào)分別為1′～2n′。實(shí)時(shí)計(jì)算出的Np(t)、Nn(t)首先傳遞到虛擬子模塊，使得虛擬子模塊1′～n′投入的總數(shù)為Np(t)，而虛擬子模塊(n+1)′～2n′投入的總數(shù)為Nn(t)。

另外，定義上橋臂虛擬子模塊1′投入的概率大于虛擬子模塊2′投入的概率，虛擬子模塊2′投入的概率大于虛擬子模塊3′投入的概率，以此類推，虛擬子模塊1′投入的概率是最大的，而虛擬子模塊n′投入的概率是最小的。同時(shí)，下橋臂虛擬子模塊(n+1)′～2n′的投入情況分別和1′～n′相反。

為了簡(jiǎn)便，假設(shè)上/下橋臂的實(shí)際子模塊數(shù)都是4(n=4)，則需要建立8 個(gè)虛擬子模塊，標(biāo)號(hào)分別為1′～8′，具體的虛擬子模塊調(diào)制信號(hào)真值見表2。

表2 虛擬子模塊調(diào)制信號(hào)真值表Tab.2 Switch combinations of VSM

如表2 所示，1′～4′是代表上橋臂的虛擬子模塊，而5′～8′是代表下橋臂的虛擬子模塊。這里，“1”代表投入，“0”則代表切除[15]。

虛擬子模塊必須映射到實(shí)際子模塊中去，其映射關(guān)系將在下節(jié)詳細(xì)描述。

3.4 虛擬循環(huán)映射

為了保證MMC 系統(tǒng)長(zhǎng)期穩(wěn)定運(yùn)行，必須保證各個(gè)子模塊電容電壓的平衡。有兩個(gè)方法能夠解決電容電壓平衡的問(wèn)題：虛擬循環(huán)映射和基于子模塊電容電壓大小比較、橋臂電流方向的改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射。前者控制方法相對(duì)簡(jiǎn)單，一般使用于變換器在對(duì)稱運(yùn)行的情況下。后者相對(duì)比較復(fù)雜，但功能性更強(qiáng)，適用于變換器在不對(duì)稱運(yùn)行的情況下。

圖5 虛擬循環(huán)映射（n=4）Fig.5 Loop mapping relationships between the VSMs and RSMs

圖5a為上橋臂虛擬子模塊和實(shí)際子模塊的映射關(guān)系，而圖5b為下橋臂虛擬子模塊和實(shí)際子模塊的映射關(guān)系。舉個(gè)例子，若TM=1，則虛擬子模塊1′-2′-3′-4′將分別映射到實(shí)際子模塊1-2-3-4，而5′-6′-7′-8′將分別映射到5-6-7-8。若TM=2，則虛擬子模塊 4′-1′-2′-3′將分別映射到實(shí)際子模塊1-2-3-4，而8′-5′-6′-7′將分別映射到5-6-7-8，以此類推，可得到虛擬循環(huán)映射的實(shí)際結(jié)果圖，如圖6所示。

圖6 虛擬循環(huán)映射結(jié)果（n=4）Fig.6 Final results of loop mapping relationships

3.5 基于改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射的子模塊電容電壓平衡控制策略

當(dāng)變換器處在不對(duì)稱運(yùn)行的狀態(tài)下，各子模塊失去平衡，如果還是采用虛擬循環(huán)映射不可能使得子模塊電容電壓趨于平衡，必須對(duì)此策略加以改進(jìn)，引入改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射，使失衡的子模塊盡快恢復(fù)正常，變換器回到對(duì)稱運(yùn)行。

改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射的策略如下：定時(shí)找出電容電壓失衡最嚴(yán)重的兩個(gè)子模塊，其中一個(gè)是電容電壓值最大的子模塊，一個(gè)是電容電壓值最小的子模塊。對(duì)電容電壓值最大的子模塊實(shí)現(xiàn)“多放電”、“少充電”，對(duì)電容電壓值最小的子模塊則實(shí)現(xiàn)“少放電”、“多充電”。

系統(tǒng)定時(shí)對(duì)上、下橋臂各個(gè)子模塊電容電壓進(jìn)行了比較，同時(shí)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)上、下橋臂的橋臂電流方向，這些都可以在AD 采樣芯片和FPGA 中完成。以上橋臂為例，假設(shè)T1時(shí)刻，找出最大電容電壓值子模塊的序號(hào)為1，而最小電容電壓值子模塊的序號(hào)為2。在此同時(shí)，實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)上橋臂的橋臂電流Ip方向。若Ip≥0，說(shuō)明上橋臂處在充電狀態(tài)，故實(shí)際子模塊1 在此周期內(nèi)得少充電，映射到投入概率最小的虛擬子模塊4′；實(shí)際子模塊2 得多充電，映射到投入概率最大的虛擬子模塊1′。若Ip＜0，說(shuō)明上橋臂處在放電狀態(tài)，故實(shí)際子模塊1 得多放電，映射到虛擬子模塊1′；實(shí)際子模塊2 得少放電，映射到虛擬子模塊4′。從而得到具體的改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射實(shí)際結(jié)果圖，如圖7 所示。

圖7 改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射結(jié)果（n=4）Fig.7 Final results of improved loop mapping relationships

圖7a 和圖7b 代表的是橋臂電流Ip≥0 的情況，而圖7c、圖7d 代表的是橋臂電流Ip＜0 的情況。可見虛擬子模塊1′、4′（1′、n′）是固定映射到兩個(gè)實(shí)際子模塊，而另外的兩個(gè)虛擬子模塊和兩個(gè)實(shí)際子模塊是循環(huán)映射的，這里和虛擬循環(huán)映射是一致的。

如圖7 所示，以電容電壓最大的子模塊1為例。當(dāng)Ip≥0 時(shí)，子模塊1 映射到虛擬子模塊4′。結(jié)合表2，若Np(t)=0～3，子模塊1 都切除，不參加充電，而其他上橋臂子模塊投入充電；若Np(t)=4，子模塊1 和上橋臂其他子模塊都投入充電。當(dāng)Ip＜0 時(shí)，子模塊1 映射到虛擬子模塊1′。若Np(t)=0～3，子模塊1 都投入，參加放電，而其他子模塊可能在切除狀態(tài)；若Np(t)=4，子模塊1 和上橋臂其他子模塊都切除。在此周期中，子模塊1 相比其他子模塊，在Ip≥0 時(shí)，充電時(shí)間相對(duì)短。在Ip＜0 時(shí)，放電時(shí)間相對(duì)長(zhǎng)。經(jīng)過(guò)一個(gè)周期，原先電容電壓最大的子模塊1 中的電容電壓下降。同理，一個(gè)周期后，原先電容電壓最小的子模塊2 中的電容電壓上升。

當(dāng)然，該橋臂中電容電壓值最大、最小的子模塊不可能是一成不變的，故在下一個(gè)采樣周期，再次判斷電容電壓最大值、最小值的實(shí)際子模塊序號(hào)，重復(fù)之前的步驟。同理，下橋臂的控制策略和上橋臂完全相同。經(jīng)過(guò)一段時(shí)間后，每個(gè)橋臂中子模塊電容電壓都將趨于相等，MMC 系統(tǒng)也將回到對(duì)稱平衡的運(yùn)行模式。

對(duì)于學(xué)時(shí)安排，調(diào)查中有78名（21.61%）學(xué)生認(rèn)為理論課授課速度較快，272名（75.35%）學(xué)生認(rèn)為適宜，11名（3.05%）學(xué)生認(rèn)為較慢；調(diào)查中有135名（37.40%）學(xué)生認(rèn)為實(shí)踐課對(duì)學(xué)習(xí)理論知識(shí)幫助很大，210名（58.17%）學(xué)生認(rèn)為有一定幫助，16名（4.43%）學(xué)生認(rèn)為沒有幫助或不清楚有無(wú)幫助。

基于改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射的子模塊電容電壓平衡策略相對(duì)虛擬循環(huán)映射策略而言，實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較復(fù)雜，占用更多的硬件資源。然而，在工程實(shí)際中，此方法具有強(qiáng)大的糾錯(cuò)功能，能夠更好地實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓動(dòng)態(tài)平衡，優(yōu)勢(shì)相當(dāng)明顯。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)分析

4.1 仿真與分析

利用Matlab/Simulink 分別對(duì)單相五電平、九電平MMC 電流滯環(huán)并網(wǎng)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真。仿真參數(shù)如下：直流母線電壓 800V，輸出交流電壓峰峰值622V，頻率為50Hz，輸出濾波電感8mH，橋臂電感2mH，子模塊電容容值2 200μF。給定電流峰峰值為7A，環(huán)寬h=0.02A，仿真結(jié)果如圖8 所示。

圖8 仿真波形Fig.8 The simulation waveforms

圖8a 和圖8c 分別為五電平、九電平系統(tǒng)電網(wǎng)電壓、MMC 系統(tǒng)輸出電壓和輸出電流的仿真波形，可以看到并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓相位、頻率都完全一致，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)功率因數(shù)為1。圖8b 和圖8d 分別為五電平、九電平系統(tǒng)MMC 系統(tǒng)子模塊的電容電壓。五電平系統(tǒng)子模塊電容電壓在200V 左右波動(dòng)，九電平系統(tǒng)子模塊電容電壓在100V 左右波動(dòng)，子模塊電容電壓是平衡的?？梢?，子模塊數(shù)越多，則電平數(shù)越多，子模塊電容電壓越小。

此種電流滯環(huán)型并網(wǎng)控制策略適用于任意模塊數(shù)的MMC 變換器，具有很強(qiáng)的擴(kuò)展性與應(yīng)用性。

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

設(shè)計(jì)以dsp28335+FPGA為控制核心的單相五電平MMC 電流滯環(huán)型并網(wǎng)系統(tǒng)。樣機(jī)參數(shù)：直流母線輸入電壓400V，橋臂電感1.5mH，子模塊電容容值2 200μF，網(wǎng)側(cè)電感8mH，輸出交流側(cè)通過(guò)變壓器進(jìn)行并網(wǎng)。在此條件下，對(duì)MMC 系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。根據(jù)式（18）可見，并網(wǎng)電流脈動(dòng)頻率和環(huán)寬成反比，環(huán)寬h 越小，則并網(wǎng)電流越精確快速地跟蹤指令電流，但開關(guān)頻率也越大。綜合考慮，實(shí)驗(yàn)取環(huán)寬h=0.02A，具體實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。

圖9 實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 The experimental waveforms

圖9 中，圖9a 從上往下依次為輸出電壓、網(wǎng)側(cè)電流波形以及上下橋臂的橋臂電流波形，圖9b為輸出電壓、網(wǎng)側(cè)電流波形，圖9c為輸出電壓和實(shí)際子模塊開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形。

圖9a 可見，正常工作時(shí)上、下橋臂的橋臂電流峰峰值為5A，其差值即為MMC 變換器輸出的并網(wǎng)電流。

圖9b 可見，輸出并網(wǎng)電流和輸出電壓同相位，其峰峰值為6A，能夠精確、快速地跟蹤給定電流，且正弦度很高。相比二電平或三電平的并網(wǎng)逆變器，其輸出并網(wǎng)電流脈動(dòng)頻率相對(duì)比較低。另外，相比三角載波調(diào)制策略，電流滯環(huán)調(diào)制策略具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和自動(dòng)的峰值限制能力[3]。

圖9c 可見，當(dāng)MMC 變換器穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，子模塊開關(guān)管的動(dòng)作頻率是周期性的、穩(wěn)定的，其動(dòng)作頻率主要取決于輸出并網(wǎng)電流脈動(dòng)頻率以及虛擬循環(huán)映射的計(jì)數(shù)器頻率。

此外，圖9 可見，輸出電壓波形相當(dāng)穩(wěn)定，相鄰電平的電壓差穩(wěn)定在100V 左右，說(shuō)明子模塊電容電壓保持平衡，該并網(wǎng)系統(tǒng)可以長(zhǎng)期穩(wěn)定運(yùn)行。

圖10 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.10 The experimental prototype of MMC

5 結(jié)論

MMC 在高電壓大容量場(chǎng)合有著非常廣泛的應(yīng)用前景，本文提出了一種適用于MMC 的電流滯環(huán)型雙閉環(huán)并網(wǎng)控制策略，實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)輸出電流快速、高效地跟蹤給定電流。另外，詳細(xì)描寫并比較了虛擬循環(huán)映射控制策略、改進(jìn)型虛擬循環(huán)映射控制策略，實(shí)現(xiàn)了所有懸浮電容電壓的動(dòng)態(tài)平衡控制。這種方法適用于任意電平數(shù)和模塊單元數(shù)，便于擴(kuò)展，可以很好地應(yīng)用到實(shí)際工程[15-17]。

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