簡(jiǎn) 平，林青山，陳開(kāi)寶

(1.廣東人民廣播電臺(tái) 技術(shù)部，廣東 廣州 510012;2.海華電子企業(yè)有限公司，廣東 廣州 510656)

0 引言

短波通信發(fā)射機(jī)廣播系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一是自動(dòng)天線調(diào)諧器的快速阻抗匹配，其核心技術(shù)可適用于短波工作頻段范圍內(nèi)(1.6～30MHz)功率放大器輸出阻抗與多種結(jié)構(gòu)尺寸類型天線［1］(如:鞭狀、雙極型或者倒L型天線等)的無(wú)盲點(diǎn)自動(dòng)配諧。TIMS(Trace Impedance Measuring System)自動(dòng)天調(diào)技術(shù)能夠調(diào)節(jié)天調(diào)單元中匹配網(wǎng)絡(luò)的各個(gè)可變?cè)骷膮?shù)值，使發(fā)射機(jī)輸出阻抗與調(diào)諧器接入阻抗實(shí)現(xiàn)理想的共軛匹配［2］，保證電臺(tái)具有最佳的發(fā)射功率，且反射波為最小值(理想狀態(tài)為零，電壓駐波比VSWR=1)，其直接關(guān)系到通信質(zhì)量的優(yōu)劣［3］以及發(fā)射機(jī)功放/匹配網(wǎng)絡(luò)的工作壽命。而檢測(cè)器/檢測(cè)網(wǎng)絡(luò)是調(diào)諧閉環(huán)反饋系統(tǒng)中最重要的一環(huán)，其主要用于檢測(cè)射頻傳輸線上的任一點(diǎn)阻抗和相位，以確定網(wǎng)絡(luò)失諧狀態(tài)(即:VSWR＞2);而調(diào)諧軟件是根據(jù)調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)反饋數(shù)據(jù)以及匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)而設(shè)計(jì)，其算法直接決定天調(diào)系統(tǒng)調(diào)諧精確度以及調(diào)諧時(shí)延，從而有利于實(shí)現(xiàn)自動(dòng)鏈路建立(ALE)、快速換頻跳頻［4］、自適應(yīng)短波組網(wǎng)［5］等短波電臺(tái)新技術(shù)的應(yīng)用。

1 檢測(cè)網(wǎng)絡(luò)

自動(dòng)天線調(diào)諧器的檢測(cè)網(wǎng)絡(luò)主要包括:傳輸線上電流電壓相位差θ的檢測(cè)電路［6］和阻抗的模|Z|的檢測(cè)電路。檢測(cè)結(jié)果的四種組合剛好能分別對(duì)應(yīng)于歸一化Smith阻抗圓圖的四個(gè)象限，如圖1所示。其中(|Z|＞1，θ＞0)對(duì)應(yīng)象限Ⅰ、(|Z|＜1，θ＞0)對(duì)應(yīng)象限Ⅱ、(|Z|＜1，θ＜0)對(duì)應(yīng)象限Ⅲ、(|Z|＞1，θ＜0)對(duì)應(yīng)象限Ⅳ。通過(guò)描點(diǎn)擬合法可將Smith阻抗圓圖的區(qū)間象限作進(jìn)一步細(xì)微的拆分，其中兩縱向曲線間的縱向區(qū)域?qū)?yīng)歸一化阻抗約為1/1.5＜Z＜1.5;而橫向曲線間的橫向區(qū)域?yàn)閷?duì)應(yīng)相位|θ|＜22°。而兩個(gè)區(qū)間的交疊區(qū)域(即:1/1.5＜Z＜1.5∩|θ|＜22°)為諧振匹配區(qū)間，其 VSWRMAX≈1.7＜2，如圖1所示。通過(guò)對(duì)區(qū)間的判斷可以實(shí)現(xiàn)軟件算法的配諧過(guò)程。這些來(lái)回多次調(diào)諧檢測(cè)信號(hào)的模擬組合值經(jīng)過(guò)數(shù)字量化后將送入微機(jī)系統(tǒng)，并根據(jù)其內(nèi)置軟件算法作自適應(yīng)判斷和配諧網(wǎng)絡(luò)的元件控制切換等后續(xù)處理。

圖1 Smith阻抗圓圖及其分區(qū)

1.1 阻抗檢測(cè)電路

負(fù)載阻抗決定了回路的線電壓與線電流，其檢測(cè)電路由定向耦合器、檢波二極管、運(yùn)放及其它相關(guān)元器件組成，檢測(cè)部分原理圖如圖2所示。串聯(lián)定向耦合器對(duì)傳輸線上的射頻線電流耦合取樣，送至檢波二極管，檢波得到的直流電平UI正比于傳輸線上的線電流。并聯(lián)定向耦合器對(duì)傳輸線的射頻線電壓耦合取樣，送至檢波二極管，檢波得到的直流電平UV正比于傳輸線上的線電壓。通過(guò)算術(shù)運(yùn)算可得出阻抗的模值|Z|=|UV/UI|。另外在假負(fù)載純電阻Z=50Ω下，輸出一測(cè)試頻率f0=10 MHz的射頻信號(hào)，通過(guò)微調(diào)運(yùn)放增益使UV=UI，從而實(shí)現(xiàn)線路阻抗的歸一化;選取負(fù)載為純電阻Z=75Ω下，使接入歸一化阻抗為Z=75Ω/50Ω=1.5(或者可以選取負(fù)載電感L≈1.2 mH，使此時(shí)接入的歸一化阻抗為Z=2πf0L/50Ω≈1.5)，如圖1所示，讀取此時(shí)所對(duì)應(yīng)的取樣測(cè)試模值|Z|=UV/UI;再選取負(fù)載為純電阻Z=33.3Ω下，使接入歸一化阻抗為Z=1/1.5，讀取此時(shí)所對(duì)應(yīng)的取樣測(cè)試模值|Z|，作為阻抗區(qū)間判斷的臨界值。

圖2 電壓、正向電流檢測(cè)電路

1.2 電壓電流相位檢測(cè)電路

由于電路中存在感容特性而使傳輸線上的電壓與電流之間存在相位差。整形電路對(duì)電壓和正向電流的正弦檢測(cè)信號(hào)進(jìn)行方波整形后得到邊沿陡峭的方波信號(hào)，邊沿越陡峭后面的相位處理就越準(zhǔn)確。利用D觸發(fā)器，電壓相位信號(hào)作為觸發(fā)器基準(zhǔn)時(shí)鐘，電流相位信號(hào)在基準(zhǔn)時(shí)鐘的上升沿處若為高電平，輸出則為高電平，即電壓超前電流(θ＞0)，如圖3所示。反之若為低電平，則輸出低電平，即電壓滯后電流，θ＜0。

圖3 電壓電流相位檢測(cè)處理電路原理

同時(shí)對(duì)電壓(方波)相位和電流(方波)相位通過(guò)異或門電路的處理，那么就可以把相位差計(jì)算成一個(gè)方波信號(hào)，該相位差方波信號(hào)再經(jīng)過(guò)檢波二極管檢波后得到一個(gè)與方波占空比成正比的一個(gè)直流電平，即為相位差的大小θ。另外在假負(fù)載Z=50Ω上串接一感抗L≈0.3 mH使輸出阻抗幅角θ=22°(即是:2πf0L/50Ω≈tg22°≈0.4)，輸出頻率 f0=10 MHz的射頻測(cè)試信號(hào)，讀取此時(shí)所對(duì)應(yīng)的取樣直流電平，作為相位區(qū)間判斷的臨界值。

通過(guò)以上的劃分，參數(shù)檢測(cè)電路所檢測(cè)的參量在smith圓圖中均有對(duì)應(yīng)的直線與區(qū)域，使后續(xù)的整個(gè)調(diào)諧過(guò)程基本上是圍繞著對(duì)天線的負(fù)載阻抗在圓圖中的位置判定來(lái)進(jìn)行調(diào)諧的。

2 軟件算法設(shè)計(jì)

作為自動(dòng)天線調(diào)諧系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)，配諧算法決定整個(gè)系統(tǒng)的特性優(yōu)劣［4］，包括調(diào)諧時(shí)間(本系統(tǒng)＜2s)、調(diào)諧精度(VSWR＜1.7)、最大可調(diào)諧范圍(駐波比≤100)

2.1 匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)的主要理論支撐是smith阻抗圓圖。調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)一般采用純電抗的無(wú)損不對(duì)稱網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。忽略其空間分布參數(shù)的影響，本文選用г型和反г型復(fù)合調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，如圖4所示。其中C1與L1構(gòu)成г型，C2與L1構(gòu)成反г型，各元件是以二進(jìn)制增值復(fù)合而成的。由于г型和反г型網(wǎng)絡(luò)分別有各自的匹配盲區(qū)，所以有必要采用分區(qū)法將smith阻抗圓圖的各區(qū)進(jìn)行配諧算法處理。

圖4 調(diào)諧匹配網(wǎng)絡(luò)

2.2 調(diào)諧軟件算法

由于軟件算法是基于天線阻抗在smith圓圖的運(yùn)動(dòng)變化規(guī)律以及與所選用的匹配網(wǎng)絡(luò)模型之間的關(guān)系而設(shè)計(jì)的。但因?yàn)橹卸滩ň哂泻軐挼念l帶范圍(300 kHz～30 MHz);另外中短波天線類型廣泛，其阻抗復(fù)雜各異［4］。從而導(dǎo)致天線阻抗在全頻段分布于整個(gè)smith圓圖。因此很難將軟件算法統(tǒng)一到整個(gè)阻抗圓圖的任一阻抗點(diǎn)上，所以有必要將smith圓圖分區(qū)進(jìn)行各自判別處理。根據(jù)檢測(cè)電路所得參數(shù)|Z|，θ及匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，本文將smith圓圖劃分為四個(gè)象限進(jìn)行獨(dú)立算法處理。

假設(shè)在某頻率點(diǎn)下某天線阻抗坐落于simth圓圖第一象限的A點(diǎn)，采用反г型調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。通過(guò)并聯(lián)C2使阻抗平移到象限Ⅳ(即:阻抗相位由θ＞0變?yōu)棣龋?)，再通過(guò)串聯(lián)L1可以讓阻抗返回象限Ⅰ的B1點(diǎn)。通過(guò)不斷增加C2和L1使阻抗點(diǎn)沿著smith阻抗圓圖的橫坐標(biāo)Γr的正半軸不斷逼近原點(diǎn)(VSWR=1.0)，即:從B1到B4，駐波比得以大大減少，從而實(shí)現(xiàn)阻抗的配諧，如圖5所示。其軟件流程圖如圖6所示。

圖5 阻抗點(diǎn)移動(dòng)示意圖

圖6 軟件算法流程圖

同理，當(dāng)阻抗點(diǎn)位于第二象限的E點(diǎn)時(shí)，必須采用上述的г型調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)。先通過(guò)不斷串接L1可以使阻抗點(diǎn)軌跡從象限Ⅱ跨入象限Ⅰ，使阻抗的模值|Z|＞1。再通過(guò)不斷減少L1和增加C1從而使阻抗點(diǎn)沿著smith阻抗圓圖縱坐標(biāo)Γi的正半軸不斷逼近原點(diǎn)，即從F1平移到諧振區(qū)域的F4。如圖5所示。

類似，對(duì)于象限Ⅲ的阻抗點(diǎn)，仍采用L1和C1的г型調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)不斷增加L1和增加C1使阻抗點(diǎn)沿著smith阻抗圓圖橫坐標(biāo)Γr的負(fù)半軸不斷逼近原點(diǎn);對(duì)于象限Ⅳ的阻抗點(diǎn)，需采用L1和C2的反г型調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)不斷增加L1和減少C2使阻抗點(diǎn)沿著smith阻抗圓圖橫坐標(biāo)Γi的負(fù)半軸不斷逼近原點(diǎn)。

由于天線調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)存在空間分布參數(shù)，并隨著工作頻率的不斷提升，分布參數(shù)的影響會(huì)越來(lái)越大，網(wǎng)絡(luò)的感容特性變化越嚴(yán)重，軟件算法需要作出相應(yīng)適當(dāng)?shù)男拚?/p>

2.3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

通過(guò)結(jié)合硬件線路及軟件算法聯(lián)調(diào)后，自動(dòng)天線調(diào)諧器進(jìn)行了大量的測(cè)試，試驗(yàn)結(jié)果表明:(1)г型和反г型復(fù)合調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)能匹配包括倒L天線、雙極性天線、鞭狀天線等;在1.6 MHz時(shí)可實(shí)現(xiàn)最大天線駐波比為132的配諧;如圖4所示;(2)調(diào)諧精度可達(dá)VSWR≤1.7;(3)調(diào)諧時(shí)間均能小于2s;(4)盲點(diǎn)率為小于3%。

3 結(jié)語(yǔ)

天線快速自動(dòng)調(diào)諧技術(shù)是中短波通信中的關(guān)鍵技術(shù)之一。本文根據(jù)檢測(cè)電路參數(shù)以及LC匹配網(wǎng)絡(luò)模型，提出了一種對(duì)阻抗圓圖進(jìn)行分區(qū)判定并快速自適應(yīng)天線調(diào)諧的流程方案。該檢測(cè)電路與配諧算法通過(guò)了計(jì)算機(jī)模擬以及實(shí)際樣例的仿真驗(yàn)證;并經(jīng)各類天線在中短波段范圍內(nèi)的測(cè)試，其調(diào)諧時(shí)間均能小于2s，平均調(diào)諧步數(shù)＜10步，調(diào)諧精度實(shí)現(xiàn)VSWR≤1.7。表明上述調(diào)諧方案的硬件線路及所搭配的軟件算法是有效的;同時(shí)方案對(duì)環(huán)境變化及分布參數(shù)有更強(qiáng)的適應(yīng)性;另外使接入的所需匹配元件量盡可能少，從而使形成的插損降到最小。該方案的綜合性能指標(biāo)優(yōu)于同類型產(chǎn)品。

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