潘海燕，賀 超，蔣友明，陳國(guó)柱

（1.浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，浙江 杭州 310027；2.臺(tái)州職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電子電氣工程系，浙江 臺(tái)州 318000）

0 引言

隨著消費(fèi)電子產(chǎn)品如LED驅(qū)動(dòng)、液晶電視（LCD TV）等設(shè)備的迅速增長(zhǎng)，要求開關(guān)電源具有較高的性能效率和功率密度。與一般軟開關(guān)變換器相比，LLC諧振變換器能實(shí)現(xiàn)開關(guān)管零電壓開關(guān)（ZVS）和一定條件下整流管的零電流開關(guān)（ZCS），拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)元器件數(shù)量少，諧振儲(chǔ)能元件容易集成到變壓器中，具有很高的變換效率，獲得了廣泛的關(guān)注[1]。

LLC諧振變換器常規(guī)采用可變頻率調(diào)制（FM）技術(shù)，即占空比固定為1／2的脈沖寬度調(diào)制（PWM）信號(hào)對(duì)稱驅(qū)動(dòng)上下臂開關(guān)管，用調(diào)節(jié)開關(guān)頻率的方法控制功率流到輸出側(cè)。當(dāng)輸入電壓在較大范圍內(nèi)變化時(shí)，為了使諧振槽電壓增益發(fā)生變化，獲得穩(wěn)定的輸出電壓，需調(diào)節(jié)開關(guān)頻率偏離諧振點(diǎn)，這將導(dǎo)致LLC諧振變換器性能和效率的降低[2]。為了實(shí)現(xiàn)LLC諧振變換器在足夠電壓調(diào)整率下更高的負(fù)載效率，許多文獻(xiàn)提出了各種優(yōu)化方案，如三電平控制技術(shù)[3]、同步整流技術(shù)[4]和參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)[1-5]等。在控制策略優(yōu)化上，文獻(xiàn)[6]添加了由PWM控制的輔助電路，獲得了輕載效率的改善；文獻(xiàn)[7-8]則提出了采用FM和移相PWM控制模式的混合式控制策略；文獻(xiàn)[9]采用硬件可變連接操作不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以滿足不同的應(yīng)用需要來(lái)獲得效率的提升。這些控制策略的提出都會(huì)帶來(lái)主電路結(jié)構(gòu)變化，勢(shì)必對(duì)電路的穩(wěn)定性造成影響。針對(duì)這種狀況，許多文獻(xiàn)對(duì)LLC諧振槽進(jìn)行深入分析，提出了參數(shù)優(yōu)化方案[1，2，5，10-12]。 分析過(guò) 程表明，變換器品質(zhì)因 數(shù) Q和變壓器勵(lì)磁電感與諧振電感的比值K是直接影響LLC諧振變換器變換效率的關(guān)鍵參數(shù)，必須謹(jǐn)慎設(shè)計(jì)。Q取決于負(fù)載，受所選取的K值限制[10]，于是對(duì)LLC諧振變換器性能影響的關(guān)鍵因素是K值的選取，較大 K 值會(huì)帶來(lái)變換器性能優(yōu)化和效率提高[1，2，10-11]。

另一方面，負(fù)載固定即Q值一定時(shí)，低K值可以獲得相同增益范圍下更窄的開關(guān)頻率，這有利于優(yōu)化變壓器尺寸，也便于設(shè)計(jì)控制電路，于是變換器希望選取較小K值和低勵(lì)磁電感值，折中的結(jié)果導(dǎo)致了工業(yè)應(yīng)用中K值選取普遍不高[1]。低K值會(huì)造成變壓器低的勵(lì)磁電感或高的諧振電感設(shè)計(jì)，帶來(lái)更多的導(dǎo)通和開關(guān)損耗；并且隨著負(fù)載減輕，開關(guān)頻率升高，會(huì)帶來(lái)更大的循環(huán)電流。

為解決上述矛盾，本文在不改變主電路結(jié)構(gòu)前提下，提出了LLC諧振變換器變模式控制策略：額定輸入電壓附近采用常規(guī)的FM控制方式，利用頻率改變電路增益，以獲得最大的性能效率；輸入電壓跌落較低時(shí)，半橋開關(guān)管采用占空比分別為D、1-D，頻率固定為最小開關(guān)頻率fmin的非對(duì)稱PWM控制方式調(diào)節(jié)電路增益，避免變換器開關(guān)頻率低頻化；當(dāng)輸入電壓升高或負(fù)載減輕時(shí)，開關(guān)管采用占空比為D、頻率固定為 fr的對(duì)稱PWM控制方式調(diào)節(jié)電路增益，避免變換器開關(guān)頻率高頻化。根據(jù)不同輸入電壓條件切換3種工作模式，能有效縮小開關(guān)頻率工作范圍，降低開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，并設(shè)計(jì)較大的勵(lì)磁電感，提高K值，在全負(fù)載范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)效率的全面提升，獲得更高的功率密度。

1 3種控制模式

半橋 LLC諧振變換器電路如圖1所示，圖中Q1、Q2為開關(guān)管VT1、VT2的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)，常規(guī)FM控制模式下變換器電壓增益如式（1）所示[13]。

圖1 半橋LLC諧振變換器Fig.1 Half-bridge LLC resonant converter

圖2 常規(guī)LLC諧振變換器歸一化增益特性曲線Fig.2 Normalized gain characteristic curves of conventional LLC resonant converter

1.1 FM控制模式

額定輸入時(shí)采用FM控制模式，其操作策略與常規(guī)FM控制一樣，即占空比為1／2的PWM信號(hào)對(duì)稱驅(qū)動(dòng)上下臂開關(guān)管，用調(diào)節(jié)開關(guān)頻率的方法控制功率流到輸出側(cè)。FM工作模式較多文獻(xiàn)已有介紹，在此不贅述。其直流電壓增益公式由式（1）決定，控制信號(hào)和諧振槽、整流二極管的關(guān)鍵電流波形見圖3（a）。

1.2 非對(duì)稱PWM控制模式

輸入電壓較低時(shí)采用非對(duì)稱PWM控制模式，開關(guān)控制信號(hào)、關(guān)鍵電流波形見圖 3（b），圖中，I′為偏置電流，n為變壓器匝比。其工作模態(tài)如下。

圖3 變模式控制下的關(guān)鍵電流波形Fig.3 Key current waveforms of variant mode control

設(shè)開關(guān)管 VT1、VT2占空比分別為 1-D、D，其中0≤D≤1／2，K 取值較大后，Lm?Lr。由伏秒平衡知，諧振電容 Cr上的電壓 uCr幅度固定為（1-D）Uin，故當(dāng)VT1導(dǎo)通時(shí)，變壓器主邊電壓uPri幅度為UPriQ1=DUin；當(dāng)VT2導(dǎo)通時(shí)，變壓器主邊電壓uPri幅度為UPriQ2=-（1-D）Uin。有功率流到輸出側(cè)時(shí)，變壓器主邊電壓會(huì)因整流二極管導(dǎo)通被箝位在。 因此，若D取值使均大于，則變壓器主邊耦合到副邊的電壓可使整流二極管VD1、VD2均正向?qū)?；?dāng)D取值使時(shí)，變壓器主邊耦合到副邊的電壓僅使整流二極管VD2正向?qū)ǎ琕D1因?yàn)榉聪蚱枚P(guān)斷。因此，能量?jī)H通過(guò)VT2和諧振槽、變壓器T、整流二極管VD2向后級(jí)傳輸，負(fù)載電流僅來(lái)自于VD2的整流電流。此時(shí)，電路的工作狀態(tài)與半橋反激式變換器一樣，因此，可以得到直流電壓增益公式為[14]：

其中，0≤D＜1 ／2；T=1 ／f；ωr=2πfr；特性阻抗 Zr=2πfrLr。

1.3 對(duì)稱PWM控制模式

輸入電壓較高或負(fù)載較輕時(shí)采用對(duì)稱PWM控制模式，對(duì)稱PWM具有與FM同樣的上下臂對(duì)稱驅(qū)動(dòng)形式，關(guān)鍵電流波形如圖 3（c）所示，圖 3（c）中，a=D ／fr，D≤1 ／2。 當(dāng)開關(guān)頻率為 fr、占空比為 D 的PWM信號(hào)控制開關(guān)管時(shí)，通過(guò)傅里葉分解，Uin輸入到諧振槽的基波分量幅度為：

對(duì)稱PWM工作模態(tài)分析如下：

a.t0時(shí)刻，驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q2關(guān)斷，勵(lì)磁電流iLm反向，開始線性上升，諧振電流iCr按諧振頻率fr上升，iCr＞iLm，整流側(cè)二極管VD1導(dǎo)通，輸出端獲得了能量，而由于占空比的存在，此時(shí)驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q1并未到來(lái)；

b.在iCr過(guò)零前的t1時(shí)刻，施加驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q1；

c.由于iCr相比于額定負(fù)載時(shí)低，iCr=iLm發(fā)生在到達(dá)半周期前的t2時(shí)刻，此時(shí)VD1截止，能量從輸入級(jí)到輸出級(jí)被隔斷，iCr和iLm串接，諧振槽按頻率fr2=諧振，VD1實(shí)現(xiàn)了 ZCS；

d.t3時(shí)刻，驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q1關(guān)斷，iLm反向，開始線性下降，iCr按諧振頻率fr下降，iCr＜iLm，整流側(cè)二極管VD2導(dǎo)通整流；

e.在iCr過(guò)零前的t4時(shí)刻，施加驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q2；

f.iCr=iLm發(fā)生在到達(dá)半周期前的t5時(shí)刻，此時(shí)VD2截止，能量從輸入級(jí)到輸出級(jí)被隔斷，iCr和iLm串接，諧振槽按頻率fr2諧振，VD2實(shí)現(xiàn)了ZCS；

g.t6時(shí)刻，驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q2關(guān)斷，iLm反向，進(jìn)入下一工作周期。

對(duì)稱PWM實(shí)現(xiàn)了整流側(cè)ZCS，如果驅(qū)動(dòng)信號(hào)能確保在諧振電流過(guò)零前施加，則開關(guān)管ZVS也能實(shí)現(xiàn)，對(duì)稱PWM的ZVS由占空比D取值范圍來(lái)保證。

如圖4所示，設(shè)輸入電壓與諧振電流相位差為Δθ。Δθ＞0才能保證諧振槽輸入阻抗呈感性，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS。開關(guān)頻率為fr2時(shí)，Δθ=0。對(duì)稱PWM模態(tài)下，開關(guān)頻率為fr，調(diào)節(jié)占空比D使開關(guān)管開通時(shí)間a發(fā)生變化，必須滿足條件，才能實(shí)現(xiàn)ZVS。其中，。因此，D應(yīng)滿足下式條件：

圖4 對(duì)稱PWM模式下占空比D的范圍Fig.4 Range of D in symmetric PWM mode

2 變換器增益特性

由式（1）、（2）、（4），圖 5 畫出了 LLC 諧振變換器3種工作模式下的電壓增益特性曲線。其中圖5（a）為FM模式增益特性曲線，開關(guān)頻率fmin≤f≤fr，電壓增益1≤G≤GmaxFM，GmaxFM為該模式下設(shè)計(jì)所要達(dá)到的最大增益；圖5（b）為額定負(fù)載時(shí)非對(duì)稱PWM模式增益特性曲線，開關(guān)頻率f=fmin，電壓增益范圍為GmaxFM≤G≤Gmax，用占空比D調(diào)節(jié)電壓增益，可以通過(guò)曲線求解滿足最小電壓增益GmaxFM和最大電壓增益Gmax的D值范圍，該模式所能達(dá)到的最大電壓增益隨開關(guān)頻率的升高而變??；圖5（c）為對(duì)稱PWM模式增益特性曲線，開關(guān)頻率f=fr，電壓增益范圍為Gmin≤G≤1，增益受占空比D控制，由占空比最小值Dmin決定最小電壓增益Gmin。3種控制模式下電壓增益范圍為Gmin≤G≤Gmax。圖5（a）曲線所選的參數(shù)與圖2曲線參數(shù)相同，并在FM控制模式時(shí)給出了相同Q值、不同K值下的增益特性曲線，表明了K變化引起增益、頻率變化的一種趨勢(shì)。變模式控制策略使變換器頻率范圍縮小到fmin≤f≤fr，可實(shí)現(xiàn)變壓器優(yōu)化和取更大K值，從而改善諧振槽性能和提高效率。

圖5 變模式控制策略增益特性曲線Fig.5 Gain characteristic curves of variant mode control

當(dāng)開關(guān)頻率小于等于諧振頻率fr時(shí)，變換器初級(jí)側(cè)關(guān)斷電流由勵(lì)磁電流確定。在fr處，可以實(shí)現(xiàn)最低的循環(huán)能量，初級(jí)側(cè)的關(guān)斷電流達(dá)到最小值，變換器實(shí)現(xiàn)最高效率。當(dāng)開關(guān)頻率高于fr時(shí)，關(guān)斷電流要高于勵(lì)磁電流，更大的開關(guān)損耗會(huì)降低轉(zhuǎn)換器的效率，開關(guān)頻率應(yīng)設(shè)計(jì)為不超過(guò)fr[2]。另外，更高的母線電壓有利于提高變換器效率[15]，應(yīng)該將最大輸入電壓設(shè)計(jì)為額定輸入電壓，并使變換器在額定負(fù)載下增益為1[2]，因此，F(xiàn)M模式與對(duì)稱PWM模式切換點(diǎn)發(fā)生在額定輸入電壓、開關(guān)頻率為fr時(shí)。LLC諧振變換器前級(jí)一般采用工作于Boost升壓模式的功率因數(shù)校正（PFC）電路，其母線電壓能維持在額定輸入電壓附近，在關(guān)機(jī)或PFC電路失效時(shí)，輸入電壓有明顯的下降，此時(shí)非對(duì)稱PWM模式比FM模式能在較高頻率處提供更大電壓增益，F(xiàn)M模式與非對(duì)稱PWM模式切換點(diǎn)由計(jì)算得到。設(shè)變換器電壓增益范圍為 Gmin≤G≤Gmax，由式（2）可以求出一個(gè)使 G′dc|max能達(dá)到 Gmax的開關(guān)頻率 f，即 fmin，將 fmin代入式（1），可得到FM模式所能達(dá)到的最大電壓增益GmaxFM，由GmaxFM可以求出FM模式與非對(duì)稱PWM模式切換的輸入電壓值。 滿足式（2）G′dc|max=Gmax的 f值有很多，為了縮小變換器開關(guān)頻率變化范圍，應(yīng)該選擇使FM模式開關(guān)頻率變化范圍最窄的的值且滿足f≤fr。

3 方案實(shí)現(xiàn)

3.1 控制電路的實(shí)現(xiàn)

圖6為簡(jiǎn)化后的LLC諧振變換器實(shí)現(xiàn)變模式控制策略電路框圖，諧振槽設(shè)計(jì)成額定負(fù)載下工作于開關(guān)頻率f=fr。當(dāng)輸入電壓低于額定輸入電壓時(shí)，諧振槽采用頻率調(diào)節(jié)增益的FM模式，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q1、Q2占空比固定為 1／2，開關(guān)頻率在 fmin≤f≤fr范圍內(nèi)變動(dòng)以保持輸出電壓穩(wěn)定；當(dāng)輸入電壓較低，開關(guān)頻率采用FM控制方式降到fmin仍不能滿足輸出穩(wěn)壓要求時(shí)，采用非對(duì)稱PWM控制模式，固定開關(guān)頻率在f=fmin，控制信號(hào)的占空比分別為1-D、D，按式（2）調(diào)節(jié)電壓增益；當(dāng)輸入電壓升高或負(fù)載減輕時(shí)，諧振槽從FM模式切換到開關(guān)頻率f=fr的對(duì)稱PWM控制模式，按式（5）由占空比D來(lái)調(diào)節(jié)電壓增益。判斷輸入電壓高低和負(fù)載輕重，是通過(guò)對(duì)輸出端的電壓檢測(cè)來(lái)實(shí)現(xiàn)的，反饋環(huán)路使用比例積分（PI）控制算法。FM模式與對(duì)稱PWM模式、非對(duì)稱PWM模式間的切換是在一個(gè)開關(guān)周期結(jié)束后的死區(qū)時(shí)間內(nèi)由多路開關(guān)進(jìn)行的。

圖6 變模式控制策略電路框圖Fig.6 Block diagram of variant mode control

3.2 變壓器優(yōu)化

LLC諧振變換器使用變模式控制策略后，開關(guān)頻率工作在較窄的范圍并提升了最低開關(guān)頻率，K值可取更大，可使諧振參數(shù)按文獻(xiàn)[1-2，10-11]的優(yōu)化設(shè)計(jì)方案，設(shè)計(jì)較大勵(lì)磁電感值，以降低變壓器主邊勵(lì)磁電流，并減小諧振電感值，便于與變壓器磁集成。

面積積Ap能反映需要設(shè)計(jì)的變壓器尺寸大小，Ap由下式?jīng)Q定[15]：

其中，Kf為波形系數(shù)；Kj為電流密度；ΔB為磁通密度；f為開關(guān)頻率；IrmsCr、IrmsRo分別為變壓器初、次級(jí)電流有效值，其值如式（7）、（8）所示[2]。

假設(shè) Kf、Kj、ΔB 為常數(shù)，諧振電感 Lr取定值，由式（6）得到變壓器Ap值與K、f的關(guān)系見圖7。在K取值較大，Ap受頻率影響降低。在更高頻率處，Ap幾乎達(dá)到最小的常數(shù)值而不受K、f的影響。這意味著變壓器的尺寸可以優(yōu)化設(shè)計(jì)，獲得更高的功率密度。

圖7 面積積Ap值與K、f的關(guān)系Fig.7 Relationship among Ap，K and f

非對(duì)稱PWM模式采用與FM模式、對(duì)稱PWM模式不同的非對(duì)稱控制策略，會(huì)造成變壓器主邊存在偏置電流I′，盡管如此，由于Lm取值較大，偏置電流較小，對(duì)變壓器尺寸優(yōu)化影響不會(huì)很大。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證本文提出的LLC諧振變換器變模式優(yōu)化控制策略，制作設(shè)計(jì)了一臺(tái)60W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，控制部分使用Spartan-3E FPGA開發(fā)板，變換器電路的關(guān)鍵元件參數(shù)如表1所示。

設(shè)計(jì)輸入電壓為300 V時(shí)，變換器工作于諧振點(diǎn)fr，電壓增益Gdc=1，于是變換器的最大電壓增益需達(dá)到Gmax=1.87，由式（2）得fmin=52 kHz可以滿足要求，代入式（1）可以得到FM模式的最大增益值為1.09，輸入電壓低于275 V時(shí)，F(xiàn)M模式切換到非對(duì)稱PWM模式。

圖8為額定負(fù)載下，正常輸入電壓時(shí)FM控制模式關(guān)鍵電流波形，諧振槽工作于開關(guān)頻率fr=100 kHz處，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管ZVS和整流二極管ZCS，諧振電流iCr忽略死區(qū)的影響，接近一個(gè)完整的正弦波。

表1 LLC諧振變換器元件參數(shù)Table 1 Parameters of LLC resonant converter

圖8 FM模式下額定輸入時(shí)的波形Fig.8 Waveforms of FM mode for rated input

圖9為額定負(fù)載下，輸入電壓較低時(shí)FM控制模式關(guān)鍵電流波形，諧振槽開關(guān)頻率降低，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管ZVS和整流二極管ZCS，電壓增益大于1，效率較高。

圖9 FM模式下重負(fù)載時(shí)的波形Fig.9 Waveforms of FM mode with heavy load

圖10為負(fù)載較輕時(shí)對(duì)稱PWM控制模式關(guān)鍵電流波形。開關(guān)頻率維持在fr=100 kHz，控制信號(hào)有一定的占空比。VT1驅(qū)動(dòng)信號(hào)關(guān)斷前某時(shí)刻，iVD1到達(dá)0值實(shí)現(xiàn)了ZCS，此后VT1關(guān)斷，諧振電流iCr相位延遲電壓后開始反向下降，iVD2上升，在iCr過(guò)零前，VT2驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來(lái)，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS。對(duì)稱PWM控制方式使變換器在輕載時(shí)仍能實(shí)現(xiàn)ZCS，克服了常規(guī)FM控制方式在輕載時(shí)ZCS丟失的問(wèn)題，改善了效率。

圖10 對(duì)稱PWM模式下輕負(fù)載時(shí)的波形Fig.10 Waveforms of symmetric PWM mode with light load

圖11為額定負(fù)載下，極低輸入電壓時(shí)非對(duì)稱PWM控制模式關(guān)鍵電流波形，諧振槽開關(guān)頻率最低，VT1、VT2的不對(duì)稱占空比控制信號(hào)使整流側(cè)二極管只有一個(gè)能導(dǎo)通進(jìn)行能量的傳遞，變換器工作于反激狀態(tài)，電壓增益較大，保證了輸出的穩(wěn)定。

圖11 非對(duì)稱PWM模式下低輸入電壓時(shí)的波形Fig.11 Waveforms of asymmetric PWM mode for low input voltage

圖12（a）為變換器從100%負(fù)載切換到50%負(fù)載時(shí)的瞬態(tài)iCr電流波形，控制策略也相應(yīng)從FM模式切換到對(duì)稱PWM模式。圖12（b）和12（c）分別對(duì)應(yīng)了2種模式時(shí)的控制信號(hào)和輸出電壓、開關(guān)管電壓應(yīng)力、諧振電流波形。每半個(gè)開關(guān)周期，諧振電流和勵(lì)磁電流經(jīng)變壓器耦合到副邊的負(fù)載電流Io為：

相當(dāng)于iCr和iLm在半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)圍成的面積。由兩圖可知，50%負(fù)載時(shí)的Io面積AArea2要小于100%負(fù)載時(shí)Io面積AArea1，適應(yīng)了負(fù)載的減輕。同時(shí)，開關(guān)管電壓應(yīng)力、輸出電壓沒有因?yàn)槟Ｊ降那袚Q而產(chǎn)生振蕩或跳變現(xiàn)象。

實(shí)驗(yàn)表明，變換器能根據(jù)不同的輸入電壓和負(fù)載條件，進(jìn)行控制模式的切換，保持輸出電壓的穩(wěn)定。在重負(fù)載時(shí)工作于FM模式，f≤fr；在極低輸入電壓時(shí)，開關(guān)頻率固定在最小頻率處，通過(guò)非對(duì)稱PWM不對(duì)稱占空比調(diào)節(jié)穩(wěn)定輸出電壓，在掉電時(shí)可以實(shí)現(xiàn)更長(zhǎng)時(shí)間的輸出保持電壓；在輕載時(shí)，開關(guān)頻率固定在諧振頻率fr處，通過(guò)對(duì)稱PWM占空比調(diào)節(jié)穩(wěn)定輸出電壓，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管ZVS和整流管ZCS。

圖12 FM模式切換到對(duì)稱PWM模式瞬態(tài)波形Fig.12 Transient waveforms during mode changeover from FM to symmetric PWM

作為對(duì)比，保持表1參數(shù)不變，諧振參數(shù)設(shè)計(jì)為：Cr=99 nF，Lr=26 μH，Lm=217 μH，僅使用 FM 模式進(jìn)行控制，兩者的效率對(duì)比測(cè)試曲線如圖13所示。采用高K值、大勵(lì)磁電感優(yōu)化設(shè)計(jì)后，變換器在額定負(fù)載處的效率得到了提升。在輕負(fù)載時(shí)，對(duì)稱PWM模式因開關(guān)頻率不升高就能實(shí)現(xiàn)整流側(cè)二極管ZCS，獲得了比常規(guī)FM控制方法更高的效率。在全負(fù)載范圍內(nèi)，變換器效率曲線比較平穩(wěn)。在極輕負(fù)載處，由于對(duì)稱PWM模式為保持開關(guān)管ZVS環(huán)境，仍持續(xù)地向諧振槽輸入能量，影響了系統(tǒng)效率，這是在10%負(fù)載處效率不高的原因，也是極高輸入電壓或極輕負(fù)載時(shí)采用對(duì)稱PWM控制模式的不足之處，可以按有關(guān)文獻(xiàn)提出的BURST控制模式來(lái)解決[16]。對(duì)于較低輸入電壓的非對(duì)稱PWM控制模式，變換器效率有所下降，主要是諧振槽處于反激狀態(tài)，不是工作于高效的諧振模式。由于常規(guī)應(yīng)用中，PFC電路能保證輸入母線電壓較高，非對(duì)稱PWM控制模式不會(huì)長(zhǎng)時(shí)間工作，因此瞬間低效率對(duì)變換器總體性能不會(huì)產(chǎn)生很大的影響。

圖13 效率測(cè)量Fig.13 Efficiency-load characteristics

5 結(jié)論

本文針對(duì)LLC諧振變換器提出了變模式控制策略，諧振槽無(wú)需添加輔助電路，僅進(jìn)行控制策略的改變，提高了變換器硬件電路的可靠性；有效地降低了輕載時(shí)的開關(guān)頻率，實(shí)現(xiàn)了全負(fù)載范圍內(nèi)開關(guān)管ZVS和整流管ZCS，減少了開關(guān)損耗；提升了獲得最大增益時(shí)的開關(guān)頻率，從而可以設(shè)計(jì)更小尺寸的變壓器；采用大勵(lì)磁電感、高K值的參數(shù)設(shè)計(jì)，優(yōu)化了額定負(fù)載下采用FM模式的諧振槽參數(shù)，由此帶來(lái)磁性元件、開關(guān)元件損耗降低，可以優(yōu)化設(shè)計(jì)變壓器，提高功率密度。實(shí)驗(yàn)證明，LLC諧振變換器可以實(shí)現(xiàn)變模式控制策略，變換器能獲得更高性能效率和更高功率密度。