李衛(wèi)東，荊凱華，孫峰峰，閻貴東

（1.深圳市今朝時代新能源技術有限公司，廣東 深圳 518071；2.強電磁工程與新技術國家重點實驗室（華中科技大學），湖北 武漢 430074）

0 引 言

隨著電力電子技術以及PWM控制技術的成熟，電能質(zhì)量控制器已經(jīng)進入實用階段，并在治理電網(wǎng)諧波污染和無功補償?shù)阮I域方面發(fā)揮越來越重要的作用［1－7］，迄今為止，已有眾多拓撲結(jié)構(gòu)被提出，而任何簡單或復雜的電能質(zhì)量控制器對系統(tǒng)的作用都可簡化為受控源。諧波抑制和無功補償目標隨不同應用場合而不同，但一般以抑制非線性負載產(chǎn)生的諧波電流對電網(wǎng)支路的污染和電網(wǎng)的諧波電壓對負載的影響為目的。從等效電路的觀點來看，可采用的技術途徑有［8－10］：①增大網(wǎng)側(cè)等效諧波阻抗；②減小濾波支路等效諧波阻抗。本文將增大網(wǎng)側(cè)等效諧波阻抗與減小濾波支路等效諧波阻抗結(jié)合起來，提出一種通用型電能質(zhì)量控制器，這種電能質(zhì)量控制器采用一種新的控制方案來增強濾波器的性能，兼具“疏導”和“隔離”諧波的作用，同時還可以進行動態(tài)無功補償?shù)南敕ā１疚膹碾娔苜|(zhì)量控制器的最佳濾波效果角度考慮，對主要組成部分的參數(shù)設計和性能進行了研究，形成了一整套并聯(lián)混合型電能質(zhì)量控制器的設計方法，并在MATLAB仿真中得以驗證，實驗結(jié)果驗證了新型通用型電能質(zhì)量控制器的可行性。

1 系統(tǒng)工作原理

通用型電能質(zhì)量控制器的單相原理電路如圖1所示，電能質(zhì)量控制器通過與聯(lián)結(jié)電抗串聯(lián)，然后并入電網(wǎng)。本文采用了一種復合控制方法，它同時檢測系統(tǒng)側(cè)諧波電流波形和系統(tǒng)基波電壓波形，將有源濾波器控制成如式（1）所表示的受控電壓源。

式中，Ish和U1分別為系統(tǒng)側(cè)諧波電流分量和系統(tǒng)基波電壓；KS、Ku為各自獨立的控制系數(shù)，其物理含義為可控阻抗。由疊加定理，對于基波和諧波分別討論有源部分對諧波而言可等效成一諧波電阻，而對工頻電路而言可近似等效為一可調(diào)電抗。采用這種復合控制方法時，2個控制系數(shù)KS和Ku是完全解耦的，因此，可以根據(jù)需要對兩個系數(shù)進行完全獨立無功和諧波補償，從而獲得滿意的控制效果。聯(lián)結(jié)電抗ZL的作用是通過控制Ku來對系統(tǒng)中無功功率進行快速的動態(tài)補償，兼濾除逆變器電流的主要開關諧波成份。此方案中ZL與電能質(zhì)量控制器是作為一個整體并聯(lián)接入電網(wǎng)的。

圖1 通用型電能質(zhì)量控制器的單相原理電路

2 控制參數(shù)分析和設計

圖2給出了控制方式的系統(tǒng)組成框圖。在電能質(zhì)量控制器裝置中，通常采用零磁通工作原理的Hall電流傳感器作為電流檢測器件。在一定的電流范圍內(nèi)，Hall電流傳感器構(gòu)成的電流反饋環(huán)節(jié)可當作比例環(huán)節(jié)來處理。

圖2 通用型電能質(zhì)量控制器的控制框圖

諧波電流的檢測環(huán)節(jié)是一個直接影響到電能質(zhì)量控制器效果的關鍵環(huán)節(jié)。而諧波電流的檢測環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)與諧波提取的方式有關。本文采用二階函數(shù)作為低通濾波器的瞬時檢測法來提取諧波時，諧波電流檢測環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)A（s）可以表示為

檢測電路的整體性能取決于低通濾波器的設計，它們不僅決定檢測的穩(wěn)態(tài)精度，而且決定著檢測的動態(tài)響應速度。為了減小測得的基波電流紋波，濾波器應該選取較低的轉(zhuǎn)折頻率ω0。但為提高檢測的動態(tài)響應速度，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率ω0又應該選取較高，一般取為電網(wǎng)頻率的十分之一即可滿足精度和速度的兩方面要求。忽略邊頻帶和死區(qū)的影響，脈寬調(diào)制中的調(diào)制比為M，逆變器直流母線電壓為Ud，則逆變器輸出電壓的基波分量幅值為MUd，三角載波幅值為Ut時，脈寬調(diào)制的放大系數(shù)Kpwm＝Ud／Ut，由此非線性的電壓型PWM逆變器近似為一個純滯后的放大環(huán)節(jié)，放大系數(shù)為Kpwm。故Gv（s）為一延時環(huán)節(jié)，它近似表示為一階慣性環(huán)節(jié)［13］，即

式中，Kpwm為逆變器增益；Tv為逆變器的時間常數(shù)（半個三角載波周期值）。

為了取得良好的動態(tài)與靜態(tài)性能，選用載波濾波器濾除高頻開關諧波時，一般采用圖1所示的由電感l(wèi)f和電容cf組成的二階低通濾波器，其傳遞函數(shù)為

式中，l和c分別為電感l(wèi)f、電容Cf的系統(tǒng)等效阻抗。在設計該濾波器參數(shù)時，應考慮開關諧波頻段和補償頻段的特性。首先可根據(jù)要濾除的開關諧波頻率和對系統(tǒng)無功的要求初步設計輸出濾波器的參數(shù)。然后以初步設計的參數(shù)為初值，以滿足電能質(zhì)量控制器補償頻段的幅頻和相頻特性要求為目標，對電路參數(shù)進行優(yōu)化。最后，由于電網(wǎng)容量會在一定的范圍內(nèi)變化，所以需考慮輸出濾波器特性受電網(wǎng)等效阻抗變化的影響程度來最終確定參數(shù)。在電能質(zhì)量控制器主電路中，Cf值越大，則流入電容的無功電流也越大，對逆變器和lf的容量要求也越大，從而降低了系統(tǒng)的效率；Cf值越小，輸出濾波器的輸出阻抗越大，則其特性受負載的影響就越大。因此在實際的工程設計中，取電容的無功容量為逆變器容量的15%來確定值Cf：

式中，F(xiàn)r為電能質(zhì)量控制器補償諧波頻段中幅值最大的諧波的頻率；P為逆變器的容量；Uc為Cf的額定電壓。

電感值的確定，應滿足以下要求：

① 當電流過零時，此時電感足夠小，以滿足快速跟蹤電流的要求；

② 當電流處于峰值時，電感應足夠大，以滿足抑制開關諧波電流的要求。

根據(jù)上述要求，電感值lf為：

式中，m為一個與濾波器的調(diào)諧銳度有關的參數(shù)，一般在0.5～2之間。

3 交流側(cè)連接電感L的設計

在電能質(zhì)量控制器系統(tǒng)設計中，其交流側(cè)電感的設計至關重要。這是因為逆變器交流側(cè)電感的取值不僅影響到電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著逆變器輸出功率、功率因數(shù)。穩(wěn)態(tài)條件下，逆變器交流側(cè)矢量關系如圖3所示，圖中忽略了高頻濾波器（lf和Cf）且只討論基波正弦電量。

圖3 逆變器交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量關系

由圖3看出：當Usys不變且聯(lián)結(jié)電抗值一定條件下，通過控制逆變器交流側(cè)電壓V的幅值、相角，即可實現(xiàn)逆變器四象限運行，且矢量V端點軌跡為以VL為半徑的園。由于VL＝ωLI，因此逆變器交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量關系體現(xiàn)了對其交流側(cè)電感L的約束。不失一般性，令矢量V端點處于圓軌跡F點處，此時設逆變器交流側(cè)功率因數(shù)角為φ，針對圖3中三角形O1OF，則θ＝90°－φ，利用余弦定理得

將｜VL｜＝ωL｜I｜代入式（7），并化簡得

由于Vm≤MVdc，在一定的電網(wǎng)電動勢E、直流側(cè)電壓Vdc、功率因數(shù)角φ條件下，滿足單相逆變器交流側(cè)無功功率Q指標時的單相逆變器交流側(cè)電感上限值。

4 諧波補償系數(shù)Ku和Ks設計

該系統(tǒng)中，對于基波（忽略起高頻濾波作用的lf和Cf）相當于并聯(lián)了一個阻抗為＝ZL／（1－Ku）的可調(diào)電抗。設系統(tǒng)電壓Usys基本保持不變，則該可調(diào)電抗器吸收的基波感性無功為

該感性無功與系數(shù)Ku呈線性關系，調(diào)節(jié)系數(shù)Ku可以使系統(tǒng)呈容性，從而系統(tǒng)中不用另加容性無功補償裝置，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其控制非常簡單。

采用檢測電源電流控制方式，能同時補償負載引起的電源電流畸變和電網(wǎng)電壓畸變引起的諧波電流，放大倍數(shù)Ks愈大補償效果越好。但是過高時，對系統(tǒng)穩(wěn)定性不利。故根據(jù)圖2所示的電能質(zhì)量控制器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖及各環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，可以推導出整個系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

線性定常系統(tǒng)的穩(wěn)定性可根據(jù)s平面上閉環(huán)極點的位置確定：若閉環(huán)極點全部位于s平面虛軸的左邊，則系統(tǒng)響應最終都將達到平衡狀態(tài)，系統(tǒng)穩(wěn)定；若有任何一個極點位于s平面虛軸的右邊，則系統(tǒng)不穩(wěn)定。當系統(tǒng)中各環(huán)節(jié)的參數(shù)確定后，通過勞斯（Routh）穩(wěn)定判據(jù)，來選取恰當?shù)闹C波補償系數(shù)Ks。通?？梢岳肕ATLAB進行仿真分析以確定Ks及系統(tǒng)各環(huán)節(jié)的參數(shù)匹配，并在此基礎上進行動態(tài)響應分析。

5 仿真和實驗結(jié)果

電網(wǎng)是一個復雜時變系統(tǒng)，電能質(zhì)量控制器裝置本身也是一個高階系統(tǒng)，所以將裝置控制與電網(wǎng)參數(shù)一起用傳遞函數(shù)的方法做定量設計，具備實際的工程指導意義。本文以一個單相50 Hz，220 V（晶閘管調(diào)觸發(fā)角20°）的阻感負載系統(tǒng)——電感和電阻分別為10 mH，1.2Ω）為例來進行復合控制電能質(zhì)量控制器的設計。電能質(zhì)量控制器交流側(cè)連接電感L＝2 mH，起高頻濾波作用的lf＝0.04 mH，Cf＝5μF。采用MATLAB軟件按照圖1所示的電路建立系統(tǒng)的仿真電路。為了證明復合控制型電能質(zhì)量控制器參數(shù)設計合理，本文特地對系統(tǒng)電壓Usys、系統(tǒng)電流Isys、負載側(cè)的電流Iload進行測量。

圖4是諧波補償系數(shù)Ks＝98時電能質(zhì)量控制器進行諧波補償前后電源電流波形。補償前電源電流存在嚴重的畸變，電能質(zhì)量控制器投入后電源電流會獲得明顯的改善，此時電源電流已接近正弦波，其諧波含量大大減少。

圖4 諧波補償前后電源電流波形

圖5 Ku＝1.6時，系統(tǒng)電壓和電流波形

諧波補償系數(shù)Ks＝98，無功補償系數(shù)Ku＝1.6時，系統(tǒng)電壓和電流波形如圖5所示，系統(tǒng)已經(jīng)被補償為單位功率因數(shù)。

上述兩圖驗證了無功功率補償原理的有效性，從以上分析可見該濾波器不僅能夠有效地抑制諧波，而且通過調(diào)節(jié)無功補償系數(shù)Ku能夠補償無功功率。

為了驗證本文提出的通用型電能質(zhì)量控制器的新原理，搭建了一套實驗裝置，進行了相關的實驗研究。圖6和圖7分別是Ku為0.57和1.6時的系統(tǒng)電壓和電流波形。

圖6 Ku＝0.57時系統(tǒng)電壓和電流波形

圖7 Ku＝1.6時系統(tǒng)電壓和電流波形

電能質(zhì)量控制器投入前電源電流的總畸變率（THD）為22.1%；電能質(zhì)量控制器投入后，電源電流的總畸變率（THD）為3.7%（諧波補償系數(shù)Ks＝98，無功補償系數(shù)Ku＝0.57）。同時系統(tǒng)側(cè)的功率因數(shù)為0.866。當通過調(diào)節(jié)控制參數(shù)，使諧波補償系數(shù)Ks＝98，無功補償系數(shù)Ku＝1.6時，從電源側(cè)看，負載的功率因數(shù)接近為1。仿真實驗結(jié)果與理論分析相一致。

6 結(jié) 論

針對電壓型諧波源和電流型諧波源的濾波和無功補償，論文提出了一種基于復合控制的通用型電能質(zhì)量控制器的新方案，通過理論分析可知，該通用型電能質(zhì)量控制器對諧波相當于串聯(lián)一個諧波高阻抗和并聯(lián)一個諧波低阻抗，對基波可以進行動態(tài)無功補償，同時具有疏導和隔離諧波的作用，論文還分析了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)工作特性，獲得了穩(wěn)態(tài)補償特性曲線，研究了其控制放大倍數(shù)與補償性能的關系，仿真和實驗結(jié)果證明了新型通用型電能質(zhì)量控制器的可行性。

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