周俊杰，周洪偉，馬超群，陳奇

（1.特變電工新疆新能源股份有限公司，新疆烏魯木齊830011；2.特變電工西安電氣科技有限公司，陜西西安710119）

1 引言

風(fēng)力發(fā)電作為清潔、豐富的可再生能源，得到全球廣泛應(yīng)用。目前，雙饋風(fēng)力發(fā)電技術(shù)是應(yīng)用最為廣泛的風(fēng)力發(fā)電技術(shù)，以DSP 控制、功率半導(dǎo)體器件、SVPWM 等技術(shù)為基礎(chǔ)集成的雙饋?zhàn)兞髌饕惭该桶l(fā)展，但與傳統(tǒng)的變頻器和光伏逆變器相比雙饋?zhàn)兞髌飨到y(tǒng)更為復(fù)雜且有其自身系統(tǒng)的獨(dú)特性，大部分文獻(xiàn)都是針對超同步和亞同步狀態(tài)進(jìn)行相關(guān)研究，但同步速這一特殊工況的相關(guān)研究資料匱乏，本文根據(jù)實(shí)際案例研究雙饋發(fā)電機(jī)在同步速下變流器的工作狀態(tài)，同時提出了一種同步速下IGBT 模塊能力的評估方法［1］。

2 雙饋系統(tǒng)運(yùn)行原理

雙饋異步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)主要由風(fēng)力機(jī)、增速齒輪箱、雙饋繞線型異步發(fā)電機(jī)、雙向變流器和控制單元等組成，雙饋系統(tǒng)如圖1 所示。雙饋發(fā)電機(jī)定子繞組接工頻電網(wǎng)，轉(zhuǎn)子繞組接交-直-交雙向變流器，該變流器可實(shí)現(xiàn)對轉(zhuǎn)子繞組的頻率、相位、幅值和相序等調(diào)節(jié)控制。當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速n發(fā)生變化時，調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子電流的頻率f2(f2= ±sf1)，可使發(fā)電機(jī)定子輸出頻率f1保持恒定不變，即與電網(wǎng)頻率保持一致，實(shí)現(xiàn)風(fēng)力發(fā)電機(jī)的變速恒頻控制。主要有3種狀態(tài)需要考慮［2］。

1）同步狀態(tài)。雙饋電機(jī)在同步速下運(yùn)行時定子電壓頻率f1=50 Hz，滿足并網(wǎng)要求，此時變流器只需提供直流勵磁電流即可，此時的雙饋電機(jī)工作狀態(tài)即為同步電機(jī)。此時網(wǎng)側(cè)變換器工作于整流狀態(tài)，電機(jī)側(cè)變換器工作于BUCK電路模式。

2）亞同步狀態(tài)。當(dāng)雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)速低于同步速時，此時定子電壓頻率f1＜50 Hz不能實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，此時的變流器需要向電機(jī)轉(zhuǎn)子提供正向的勵磁電流來滿足定子電壓的并網(wǎng)頻率。此時網(wǎng)側(cè)變換器工作于整流狀態(tài)，機(jī)側(cè)變換器工作于逆變狀態(tài)。

3）超同步狀態(tài)。當(dāng)雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)速高于同步速時，此時定子電壓頻率f1＞50 Hz 不能實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，此時的變流器需要向電機(jī)轉(zhuǎn)子提供負(fù)向的勵磁電流來滿足定子電壓的并網(wǎng)頻率。此時網(wǎng)側(cè)變換器工作于逆變狀態(tài)，機(jī)側(cè)變換器工作于整流狀態(tài)。

圖1 雙饋發(fā)電系統(tǒng)圖Fig.1 DFIG system diagram

3 同步速下變流器的工作狀態(tài)

當(dāng)雙饋系統(tǒng)處于亞同步和超同步運(yùn)行狀態(tài)時，變流器向電機(jī)轉(zhuǎn)子提供正弦波電流，流過IGBT 芯片（或二極管芯片）的電流輪廓也是正弦波，當(dāng)相電流為正時，由S1管IGBT芯片和S2管二極管芯片交替流過電流，如圖2a所示。當(dāng)相電流為負(fù)時，由S2管IGBT 芯片和S1管二極管芯片交替流過電流，如圖2b所示［3］。

圖2 電流流向示意圖Fig.2 Current flow diagram

在一個基波周期內(nèi)，S1管IGBT 芯片、S1管二極管芯片、S2管IGBT 芯片、S2管二極管芯片都在交替流過電流，圖3 是電流為正時的電流在各個芯片上分配示意圖，可以看出在單個芯片上流過的電流為大小時刻改變的脈沖電流，且在一個工頻周期內(nèi)輪廓為半波正弦。

圖3 非同步速下電流示意圖Fig.3 Current diagram under the asynchronous speed mode

當(dāng)雙饋系統(tǒng)運(yùn)行在同步速下時網(wǎng)側(cè)變換器運(yùn)行于整流模式，而電機(jī)側(cè)變換器由于要為雙饋電機(jī)提供直流勵磁電流，因此運(yùn)行狀態(tài)既不是整流也不是逆變，而是一種BUCK 變換器的模式。由于相電流一直為正，由S1管IGBT 芯片和S2管二極管芯片交替流過電流且一直持續(xù)這種狀態(tài)，S1管二極管芯片和S2管IGBT 芯片不流過電流，一直處于閑置狀態(tài)，如圖4所示。

圖4 同步速下電流分配圖Fig.4 Current distribution diagram under the synchronous speed mode

圖5為DSP調(diào)制輸出的同步速下電機(jī)側(cè)變換器S1，S3，S5開關(guān)管的PWM 波形。通過仿真波形和實(shí)測來看占空比為50%，S2，S4，S6開關(guān)管與之互補(bǔ)，該工作狀態(tài)下電壓空間矢量只用了3 個模態(tài)分別為：100，111，000，且100狀態(tài)時間很短，大部分時間段為零矢量狀態(tài)。

圖5 同步狀態(tài)電機(jī)側(cè)變換器PWM波形Fig.5 PWM waveforms of converter under the synchronous state

圖6為同步狀態(tài)下流過S1管、S3管、S4管（包括并聯(lián)二極管）的電流波形示意圖，1～3 通道分別為S1管、S3管、S4管電流波形，第4 通道為U 相電流波形。從分析和仿真看出，由于同步速下轉(zhuǎn)子電流要維持直流，因此U 相電流是V 相和W相電流之和，具體到IGBT 芯片和二極管芯片電流也存在U 相大于V，W 相的情況，在6 個IGBT和6 個二極管中，S1管IGBT 芯片和S4管二極管芯片通過的電流最大，這就造成了三相之間和單相內(nèi)部各個芯片的電流不平衡，如果以傳統(tǒng)的思路進(jìn)行實(shí)驗(yàn)很容易由于過熱而損壞IGBT模塊。

圖6 同步狀態(tài)電流波形Fig.6 Current waves of the synchronous state

為證明上述分析，本文以2 MW 雙饋系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，2 MW 雙饋電機(jī)的同步速為1 000 r/min，在超同步轉(zhuǎn)速1 200 r/min 下轉(zhuǎn)矩給定100%時，轉(zhuǎn)子三相電流為正弦波且有效值大小為830 A。在同步速1 000 r/min 下轉(zhuǎn)矩給定100%時，轉(zhuǎn)子三相電流為直流，U 相電流有效值為1 200 A，V相和W相電流有效值為600 A，可以看出在同步速下三相電流不平衡，且U相芯片電流值遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了所允許的過電流能力，此時如果不進(jìn)行相關(guān)的限流措施，U 相IGBT 模塊可能過熱而造成損壞。

4 IGBT 模塊同步速下過電流能力評估

IGBT 模塊過電流能力主要取決于IGBT 芯片和二極管芯片溫度，對芯片溫度影響的因素主要有以下幾個方面［4］：1）流過IGBT 的電流有效值主要影響芯片的平均溫度Tj(av)；2）IGBT 每次開關(guān)動作產(chǎn)生的損耗為脈沖狀態(tài)，因此會形成溫度波動（如圖7 所示），這種情況下利用瞬態(tài)熱阻曲線可以計(jì)算出紋波溫度Tjp；3）輸出的基波頻率不同也會影響溫度紋波Tjp，基波頻率越低，呈正弦半波狀的輸出電流在同一芯片上停留的時間變長，當(dāng)輸出電流在峰值附近時，最大電流對芯片的作用時間也相應(yīng)延長，而芯片的導(dǎo)熱時間常數(shù)不變，芯片的結(jié)溫隨之迅速上升，頻率越低這一上升越明顯，在輸出頻率為1～2 Hz時，最大結(jié)溫甚至?xí)叱銎骄Y(jié)溫20 K以上。

圖7 溫度波動Fig.7 Temperature fluctuation

在雙饋系統(tǒng)的同步狀態(tài)下，轉(zhuǎn)子輸出電流為0 Hz，此時相電流為直流，基波頻率對溫度紋波的影響較小，但在這種工作狀態(tài)下三相電流不平衡與單橋臂內(nèi)IGBT芯片和二極管芯片電流不平衡，對于IGBT芯片的應(yīng)用要求是比較嚴(yán)酷的，因此需要對此狀態(tài)下芯片溫度做相應(yīng)的計(jì)算來考核是否滿足要求，可以使用IGBT 規(guī)格書中給出的如圖8 所示的瞬態(tài)熱阻曲線來計(jì)算IGBT 芯片瞬態(tài)結(jié)溫，計(jì)算方法如下式所示［4］：

圖8 瞬態(tài)熱阻曲線Fig.8 Transient thermal resistance curve

參考IGBT 規(guī)格書得到瞬態(tài)熱阻曲線，根據(jù)實(shí)際工況同步速下占空比為50%，公式簡化為

通過計(jì)算可以分別得到IGBT芯片和二極管芯片結(jié)到殼的瞬態(tài)熱阻：

IGBT損耗=穩(wěn)態(tài)損耗+開通損耗+關(guān)斷損耗：

DIODE損耗=穩(wěn)態(tài)損耗+反向恢復(fù)損耗：

以2 個PrimePACK 封裝的英飛凌公司FF1000R17IE4 并聯(lián)的IGBT 模塊為實(shí)例進(jìn)行同步速下模塊能力的折算，當(dāng)模塊工作在整流模式流過700 A交流電流時，通過計(jì)算得出單個IGBT損耗為413 W，二極管損耗為386 W，實(shí)測測得殼溫最熱點(diǎn)溫度為92 ℃，此時芯片結(jié)溫135 ℃。

根據(jù)上述數(shù)據(jù)可以得到下式的結(jié)論：

利用式（10）的結(jié)論，計(jì)算同步速下IGBT 芯片和二極管芯片結(jié)溫在135 ℃時允許的電流值。

根據(jù)計(jì)算可知，考慮IGBT 模塊并聯(lián)允許不均流度為5%，即在超同步或亞同步狀態(tài)下可以流過700 A 電流的IGBT 模塊，在長期同步速下最多可承受的電流為499 A，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于正常狀態(tài)。

5 結(jié)論

1）對于雙饋發(fā)電系統(tǒng)來講，同步狀態(tài)是一個特殊的工作狀態(tài)，此時電機(jī)側(cè)變換器工作在BUCK 模式下，存在三相電流不平衡、單相橋臂內(nèi)IGBT 芯片和二極管芯片電流不平衡的情況。

2）由于在同步速下存在電流不平衡的情況，通過理論分析和實(shí)驗(yàn)證明此時IGBT模塊過電流能力遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于非同步狀態(tài)，為了避免IGBT 過熱損壞，在調(diào)試和運(yùn)行當(dāng)中需要對此時的IGBT 模塊能力進(jìn)行評估，在此點(diǎn)進(jìn)行必要的降額使用，本文已給出一種實(shí)用的評估方法。

3）實(shí)際工況中，風(fēng)速不可能長期保持在同步速，但同步速附近（如1 Hz）的工作點(diǎn)由于頻率較低，溫度紋波較大，對于IGBT模塊來講依然需要重點(diǎn)評估。

［1］李建林，許洪華.風(fēng)力發(fā)電機(jī)中的電力電子變流技術(shù)［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2008.

［2］劉其輝，賀益康，張建華，等.并網(wǎng)型交流勵磁變速恒頻風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)控制研究［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報，2006，26（23）：109-114.

［3］Pena R，Cclaie J，Asher GM. A Doublyfed Induction Generator Using Back-to-back PWM Converters and its Application to Variable-speed Wind-energy Generation［J］. IEE Proceeding on Electric Power Applicationms，1996，143（3）：231-241.

［4］Dr-lng Arendt Wintrich，Dr-lng Ulrich Nicolai，Dr techn.Werner Tursky Application Manual Power Semiconductors［M］.Germany：SEMIKRON International GmbH，2011.

［5］趙仁德.變速恒頻雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)交流勵磁電源的研究［D］.杭州：浙江大學(xué)，2005.