石俊，陳丁

（九江學(xué)院電子工程學(xué)院，江西九江332005）

基于LLC諧振變換器的電導(dǎo)增量法MPPT直接控制策略

石俊，陳丁

（九江學(xué)院電子工程學(xué)院，江西九江332005）

提出了一種基于LLC諧振變換器的電導(dǎo)增量法最大功率點跟蹤（MPPT）直接控制策略的實現(xiàn)方案。通過采用LLC諧振變換器實現(xiàn)電氣隔離，同時獲得較高的功率變換效率；另一方面，通過采用直接控制策略省略了傳統(tǒng)的雙環(huán)控制中PI調(diào)節(jié)器。該直接控制策略的基本思想是：在每個采樣周期中直接計算得到LLC諧振變換器的所需開關(guān)頻率并在下一個采樣周期中實時更新以實現(xiàn)MPPT。最后通過1臺650 W的樣機試驗驗證了所提出方案的有效性。

MPPT；電導(dǎo)增量法；LLC諧振變換器；直接控制

1 引言

光伏發(fā)電系統(tǒng)的效率取決于功率變換電路實時跟蹤光伏電池最大功率運行點（MPPT）的能力。電導(dǎo)增量法是一種得到廣泛研究和應(yīng)用的一種MPPT方法［1-6］。傳統(tǒng)的電導(dǎo)增量法MPPT控制策略實現(xiàn)方案一般采用Boost變換器［3-4］。Boost變換器是非隔離型拓撲，而且大電流工作時功率變換效率低；另一方面，由于光伏發(fā)電系統(tǒng)具有較強的非線性，因此PI調(diào)節(jié)器的設(shè)計難度大。

為了克服傳統(tǒng)的電導(dǎo)增量法MPPT控制策略實現(xiàn)方案的上述缺點，本文提出了基于LLC諧振變換器的電導(dǎo)增量法MPPT直接控制策略的實現(xiàn)方案。DC/DC變換器選用LLC諧振變換器［7-8］，該拓撲無需輔助電路就能實現(xiàn)原邊開關(guān)管和副邊整流二極管的軟開關(guān)，功率變換效率高。同時該拓撲是隔離型結(jié)構(gòu)，這就很好地解決了采用Boost變換器的不足。另一方面，本文提出了直接控制策略，省略了傳統(tǒng)的雙環(huán)控制中PI調(diào)節(jié)器。該直接控制策略通過直接調(diào)整開關(guān)頻率實現(xiàn)MPPT。本文最后通過1臺650 W的樣機試驗驗證了所提出方案的有效性。

2 電導(dǎo)增量法原理及其直接控制策略

單個光伏電池模塊所能提供的能量比較低，因此可以通過模塊的串并聯(lián)形成光伏電池組獲得期望的功率輸出。光伏電池模塊可以等效為電壓控制電流源，其輸出能力主要取決于環(huán)境溫度和光照強度。光伏電池組的數(shù)學(xué)模型如下式所示［3-4］：

式中：Io為光伏電池組的輸出電流；Vo為光伏電池組的輸出電壓；Iph為光伏電池模塊的單體輸出電流；Irs為模塊反向飽和電流，其數(shù)值大小主要取決于環(huán)境溫度；Ko為1個系數(shù)；np，ns分別為并聯(lián)和串聯(lián)的光伏電池模塊數(shù)量。

Iph可以表示為

式中：Iscr為在參考溫度和光照下的模塊短路電流；Ki為短路電流溫度系數(shù)；Tamb為環(huán)境溫度；Tr為模塊參考溫度；S為光照強度，mW/cm2。

本文中選用KC130TM模塊進行試驗研究，其I—V特性如圖1所示，圖1中以1 000 W/m2光照下的I—V特性曲線標示了電氣特性中的幾個關(guān)鍵參數(shù)：短路電流Isc、開路電壓Voc以及最大功率點（maximum power point，MPP）。最大功率點下對應(yīng)的光伏電池模塊輸出電壓和電流分別為Vmpp和Impp，該運行點與環(huán)境溫度和光照強度密切相關(guān)［5］。

圖1 KC130TM模塊的I—V特性Fig.1I—V characterisitics of KC130TM module

在圖1中，MPP運行點位于I—V特性曲線的轉(zhuǎn)折點。電導(dǎo)增量法就是基于這個事實，在MPP運行點光伏電池模塊的輸出功率對輸出電壓的微分恰好是零。

MPP運行點下，滿足：

化簡式（3），可以得到電導(dǎo)增量法的原理：

實際控制中，要控制式（4）的左邊達到完全為零比較困難，因此實際控制時是將式（4）的左邊控制在一定的允許誤差內(nèi)［5］。允許誤差e的大小決定了MPPT控制的靈敏度，其數(shù)值大小需要在控制精度和系統(tǒng)振蕩之間做折中選擇。因此修正后的電導(dǎo)增量法MPPT的原理可以表示為

本文中，經(jīng)過一系列的試驗和修正，允許誤差e的大小最終選定為0.002。電導(dǎo)增量法MPPT直接控制策略的實現(xiàn)流程圖如圖2所示?；谠撝苯涌刂撇呗?，每個采樣周期內(nèi)直接計算所需的開關(guān)頻率fsw，而該開關(guān)頻率會用在下一個采樣周期內(nèi)。

圖2 直接控制策略的流程圖Fig.2Flowchart of direct control strategy

3 直接控制策略實現(xiàn)方案

在選擇MPPT控制用DC/DC變換器時，需要重點考慮效率特性。本文所采用的LLC諧振變換器是目前得到廣泛使用的軟開關(guān)DC/DC變換器，其突出優(yōu)勢主要表現(xiàn)為寬輸入電壓范圍適應(yīng)性和高效率功率變換。

3.1 DC/DC變換器主電路

主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖3所示，圖3中Vo和Io為光伏電池組輸出電壓和電流，Vdc為直流母線電壓。Lm為勵磁電感，Lr為諧振電感，Cr為諧振電容。

圖3 DC/DC變換器主電路Fig.3Main circuit of DC/DC converter

在分析與設(shè)計LLC諧振變換器時，廣泛采用基波等效分析法［7］（fudamental harmonic approximation，F(xiàn)HA）。該方法只考慮基波分量的影響，因此適用于開關(guān)頻率在fr（Lr與Cr的諧振頻率）附近的工作區(qū)域。

變換器增益M可以表示為

式中：h為電感比，h=Lm/Lr；n為變壓器原副邊匝比；Q為品質(zhì)因數(shù)；Rdc為直流母線的等效負載。

LLC諧振變換器在不同品質(zhì)因數(shù)下的增益曲線如圖4所示，圖4中h取為4，變壓器變比n取為1。當開關(guān)頻率fsw高于fr時，功率變換效率最高。

圖4 變換器增益特性曲線Fig.4Gain curves of the converter

當光照強度或環(huán)境溫度變化導(dǎo)致MPP運行點發(fā)生變化時，變換器的品質(zhì)因數(shù)也隨之改變，因此需要移動工作點以實現(xiàn)MPPT同時保證輸出電壓穩(wěn)定。采用圖2的算法，變換器能自動計算出所需開關(guān)頻率，并經(jīng)過幾個采樣周期后達到穩(wěn)態(tài)，變換器能夠?qū)崿F(xiàn)MPPT，同時輸出電壓不會出現(xiàn)較大波動，這一點將在本文的實驗中得到驗證。

本文所搭建的樣機選用5個KC130TM模塊串聯(lián)而成，最大功率輸出為650 W，工作電壓范圍為60～100 V。光伏電池組的額定輸出電壓選擇為85 V，對應(yīng)的直流母線電壓為400 V。主電路中所設(shè)計的關(guān)鍵參數(shù)和選用的主要元器件如下：輸入電容Co為440 μF/250 V；母線電容Cdc為940 μF/450 V；開關(guān)管Q1，Q2為IPP110N20N3；整流二極管D1～D4為MUR860；諧振頻率fr＝196 kHz；諧振電感Lr＝11.6 μH；諧振電容Cr＝57 μF；勵磁電感Lm＝48.4 μH；開關(guān)頻率范圍100～300 kHz；變壓器PQ35/35骨架，PC40磁芯，原邊10匝，副邊47匝；電壓傳感器LV25-P；電流傳感器HAS50-S。

3.2 DC/DC變換器控制及驅(qū)動電路

控制及驅(qū)動電路如圖5所示?？刂齐娐分饕荰MS320F28335及其外圍電路，和電壓及電流傳感器的調(diào)理電路。圖5a為電流傳感器調(diào)理電路原理圖；圖5b為電壓傳感器調(diào)理電路原理圖；驅(qū)動電路主要是IR2110及其外圍電路；圖5c為驅(qū)動電路原理圖。

圖5 DC/DC變換器控制及驅(qū)動電路Fig.5Control and drive circuit of DC/DC converter

4 實驗與分析

為了驗證本文所提控制方案的可行性，搭建了一套650 W的單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)。通過多次試驗，LLC諧振變換器的采樣時間最終選擇為0.2 s，在該采樣周期下，變換器具備良好的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)跟蹤能力。

圖6為不同光照強度下的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗波形，圖6中通道CH1，CH2和CH3分別測量光伏電池組輸出電流Io、輸出電壓Vo和輸出功率Po，CH4測量高壓直流母線電壓Vdc（AC耦合）。圖6中波形可以分為3段：Ⅰ段、Ⅱ段和Ⅲ段。當工作在Ⅰ段時，光伏電池組輸出功率為640 W，功率波動值為44 W，系統(tǒng)能穩(wěn)定工作在MPP。當光照強度突然減小時，實驗波形從Ⅰ段切換到Ⅱ段，切換時間大約為3個采樣周期，切換后，光伏電池組的輸出功率為300 W，功率波動值為25 W，光伏電池組也能穩(wěn)定工作在MPP。接下來快速地恢復(fù)之前的光照強度，實驗波形從Ⅱ段切換到Ⅲ段，切換時間大致為3個采樣周期，切換后光伏電池組輸出功率為640 W，功率波動值為44 W。

圖6 實驗波形Fig.6Experimental waveforms

從實驗結(jié)果來看，該發(fā)電系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性。同時當光照強度突變時，該系統(tǒng)具有良好的MPPT動態(tài)響應(yīng)能力。表1是傳統(tǒng)的雙環(huán)控制型電導(dǎo)增量法與本文提出的直接控制型電導(dǎo)增量法在光伏電池組不同功率輸出情況下的性能對比。從表1可以看出，本文所提出的電導(dǎo)增量法直接控制策略的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的雙環(huán)控制電導(dǎo)增量法。而在功率變換效率方面，通過采用合適的優(yōu)化策略，LLC諧振變換器可以獲得較高的功率變換效率（本文樣機滿載實測效率96.5%），而且本文方案還實現(xiàn)了高頻隔離，減小了傳統(tǒng)隔離方案中的變壓器尺寸與成本。

表1 不同方法性能對比Tab.1Comparison of different method

5 結(jié)論

本文提出了一種基于LLC諧振變換器實現(xiàn)電導(dǎo)增量法MPPT的直接控制策略。LLC諧振變換器的使用實現(xiàn)了高效率功率變換，同時也實現(xiàn)了高頻隔離，這是傳統(tǒng)的Boost變換器或其它隔離型DC/DC變換器所無法同時滿足的。此外，本文所提出的電導(dǎo)增量法MPPT直接控制策略在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能上也要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的電導(dǎo)增量法MPPT雙環(huán)控制策略。

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Direct Control Strategy of Incremental Conductance MPPT Based on LLC Resonant Converter

SHI Jun，CHEN Ding
（Department of Electronic Engineering，Jiujiang University，Jiujiang 332005，Jiangxi，China）

A direct control strategy of incremental conductance maximum power point tracking based on LLC resonant converter was proposed.Electrical isolation is achieved by using LLC resonant converter，meanwhile power conversion efficiency is ensured.On the other hand，by using the direct control strategy，the traditional PI regulator is omitted.The basic idea of the direct control strategy is that the desired switching frequency of LLC resonant converter is calculated at each sampling period and updated in the next period in order to achieve MPPT.Finally，the effectiveness of the proposed strategy is verified through a 650 W prototype test.

maxinum power point tracking（MPPT）；incremental conductance；LLC resonant converter；direct control

TM46

：A

2014-04-18

修改稿日期：2014-10-28

江西省科技廳青年基金科技項目（20132BAB211038）

石俊（1970-），男，碩士，講師，Email：shijun70@163.com