陳章勇 許建平 吳建雪

（1.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610031

2.西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 成都 610031）

0 引言

高增益升壓變換器[1-3]已經(jīng)廣泛應(yīng)用于工業(yè)領(lǐng)域，如在不間斷電源系統(tǒng)中，需要將鉛酸蓄電池的低輸出電壓轉(zhuǎn)換為逆變器的380V直流輸入電壓。光伏、燃料電池等新能源系統(tǒng)同樣需要具有高升壓變比的直-直變換器。

為了滿足高增益升壓要求，傳統(tǒng)Boost變換器需工作在接近于1的大占空比狀態(tài)。但是，Boost變換器電路中元器件寄生電阻的存在，限制了它的升壓增益；同時(shí)，當(dāng)Boost變換器工作在接近于1的大占空比狀態(tài)時(shí)，Boost變換器的效率較低。此外，Boost變換器的開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力鉗位在輸出電壓，在高輸出電壓應(yīng)用場(chǎng)合，需要選取高電壓等級(jí)、導(dǎo)通電阻較大的MOSFET，從而增加了變換器電路成本和開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗，降低了變換器的效率。

為了解決傳統(tǒng)Boost變換器面臨的上述問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外已有大量文獻(xiàn)[4-17]提出了相應(yīng)的解決方案。在傳統(tǒng)Boost變換器基礎(chǔ)上，通過(guò)增加開(kāi)關(guān)電容[4,6]和開(kāi)關(guān)電感[5]電路網(wǎng)絡(luò)，可以提高變換器的升壓比，但是升壓比越高，需要采用的電路網(wǎng)絡(luò)單元越多，增加了變換器的成本；文獻(xiàn)[7-9]采用拓?fù)浼?jí)聯(lián)方式實(shí)現(xiàn)了變換器的高升壓增益，但級(jí)聯(lián)變換器導(dǎo)致變換器的效率較低；文獻(xiàn)[10]提出的組合拓?fù)涓咴鲆鍮oost變換器采用交錯(cuò)控制，增加了成本且升壓比有限，僅為傳統(tǒng)Boost變換器增益的兩倍；文獻(xiàn)[11-15]提出的變換器組合耦合電感技術(shù)和開(kāi)關(guān)電容技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了高增益輸出，但漏感的存在帶來(lái)了開(kāi)關(guān)管兩端的電壓尖峰，采用有源鉗位技術(shù)[16]或無(wú)源吸收電路[16,17]可減小電壓尖峰，卻增加了變換器的控制復(fù)雜度。

此外，對(duì)于光伏、燃料電池等新能源應(yīng)用場(chǎng)合，較大的脈沖電流會(huì)影響其壽命，甚至損壞發(fā)電設(shè)備[18,19]。目前為止，已有大量文獻(xiàn)研究了低輸入電流紋波開(kāi)關(guān)變換器[2,20-22]。文獻(xiàn)[2]以兩相交錯(cuò)并聯(lián)的方式減小了輸入電流紋波，但增加了變換器的成本和控制復(fù)雜度；文獻(xiàn)[20]提出的高增益變換器拓?fù)?，通過(guò)選取特定的開(kāi)關(guān)管占空比，消除了輸出電流紋波，但該變換器需要兩個(gè)開(kāi)關(guān)管，增加了變換器的控制復(fù)雜度；文獻(xiàn)[21]提出的變換器輸入電流連續(xù)，但為了減小輸入電流紋波，需要選取較大的輸入電感，從而增加了變換器的體積，降低了動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度；文獻(xiàn)[22]提出如圖1所示的零輸入電流紋波Boost變換器，已成功應(yīng)用于功率因數(shù)校正領(lǐng)域，該變換器在Boost變換器單元的基礎(chǔ)上，增加分立電感La和中間儲(chǔ)能電容C1，實(shí)現(xiàn)變換器的輸入電流零紋波，簡(jiǎn)化了輸入濾波器的設(shè)計(jì)。

圖1 零輸入電流紋波Boost變換器Fig.1 Zero input current ripple Boost converter

基于以上研究，本文提出了一種零輸入電流紋波高增益非隔離型DC-DC變換器，采用電感耦合技術(shù)實(shí)現(xiàn)了高升壓增益特性。為了解決漏感帶來(lái)的開(kāi)關(guān)管電壓尖峰，采用由二極管和電容組成的無(wú)源無(wú)損吸收電路為漏感提供釋放能量支路，將開(kāi)關(guān)管電壓鉗位，從而降低了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力。另外，為了進(jìn)一步解決輸出二極管寄生電容與一次漏感造成的電壓振蕩，在變換器拓?fù)渲幸腭詈想姼斜秹簡(jiǎn)卧?，不僅降低了開(kāi)關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力，同時(shí)保證了變換器的高升壓增益特性。因此，可以通過(guò)選取低電壓應(yīng)力、低導(dǎo)通電阻的MOSFET，降低開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗，提升變換器的效率。本文分析了該變換器的工作原理和工作特性，最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 工作原理分析

1.1 電路拓?fù)?/h3>

圖2a為基于耦合電感倍壓?jiǎn)卧牧爿斎腚娏骷y波高增益變換器，其等效電路如圖2b所示，其中，耦合電感由漏感Ls、電感L1、電壓比為np∶ns的理想變壓器構(gòu)成，np∶ns=1∶n。二極管VDc和電容Cc組成無(wú)源無(wú)損吸收電路，在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，吸收漏感能量，將開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力鉗位在電容電壓VCc。二極管VD1、電容C2和耦合電感L1、L2組成耦合電感倍壓?jiǎn)卧娐?，用于提升變換器的增益并減小開(kāi)關(guān)管S1和二極管VDo兩端的電壓應(yīng)力。C1為中間儲(chǔ)能電容，VDo為輸出二極管，Co為輸出濾波電容，Ro為等效負(fù)載電阻。為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)：

（1）除反并聯(lián)二極管VDs1與寄生電容Cs1外，認(rèn)為開(kāi)關(guān)管S1是理想的且二極管VD1、VDo為理想器件。

（2）電容C1、C2和Co上的電壓保持恒定。

圖2 零輸入電流紋波高增益變換器Fig.2 Zero input current ripple high voltage gain converter

1.2 工作模態(tài)分析

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，變換器存在如圖3所示的 7種工作模態(tài)，變換器的主要工作波形如圖4所示。在開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)刻，勵(lì)磁電感電流im＞0，輸出二極管VDo提供續(xù)流支路。

圖3 變換器工作模態(tài)及等效電路Fig.3 Operation mode of the proposed converter

圖4 變換器的主要工作波形Fig.4 Typical waveforms of the proposed converter

模態(tài)1[t0～t1]：t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖到來(lái)，開(kāi)關(guān)管的寄生電容放電，輸出二極管VDo導(dǎo)通，為勵(lì)磁電感電流im提供續(xù)流通路。吸收回路二極管VDc關(guān)斷，電容Cc和C2通過(guò)二極管VDo向負(fù)載傳遞能量，輸入電感La通過(guò)電容C1向負(fù)載傳能。

模態(tài)2[t1～t2]：t1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1寄生電容放電完畢，開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通。此時(shí)，流過(guò)二極管VDo的電流還未降到0，二極管VDo繼續(xù)導(dǎo)通。當(dāng)二極管VDo電流下降到0時(shí)，此工作模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3[t2～t3]：t2時(shí)刻，流過(guò)二極管VDo的電流iVDo下降到0，二極管VDo實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。此時(shí)，耦合電感的二次電流is下降到0并繼續(xù)下降，二極管VD1為提供流通路徑而導(dǎo)通，一次電壓被鉗位在電容電壓VC2，電感電流im線性上升

式中，n為變壓器電壓比。流過(guò)漏感的電流ip等于流過(guò)開(kāi)關(guān)管S1的電流iS1

耦合電感二次電流is為

模態(tài)4[t3～t4]：t3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，耦合電感一次側(cè)的漏感電流ip與開(kāi)關(guān)管S1的寄生電容諧振充電，二次電流is繼續(xù)流過(guò)二極管VD1。當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1的電壓上升到最大電壓應(yīng)力時(shí)，流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流iS1變?yōu)?，此工作模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)5[t4～t5]：t4時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1的寄生電容充電完畢，此時(shí)漏感上存在較大的能量，為提供漏感電流ip的流通通路，二極管VDc導(dǎo)通，漏感電流ip對(duì)電容Cc充電。此時(shí)，漏感電流ip線性下降

電感L1兩端電壓被鉗位在電容電壓VC2/n，電感電流im繼續(xù)線性上升，因此流過(guò)耦合電感的二次電流is迅速下降。當(dāng)流過(guò)二極管VD1的電流iVD1下降到0時(shí)，此工作模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)6[t5～t6]：t5時(shí)刻，二極管VD1的電流iVD1下降到0，二極管VD1實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，消除了二極管VD1的反向恢復(fù)損耗。此時(shí)，耦合電感的二次電流is上升到0并繼續(xù)上升，輸出二極管VDo為提供其流通路徑而導(dǎo)通。漏感電流ip繼續(xù)通過(guò)二極管VDc向電容Cc釋放能量。變壓器二次電壓被鉗位在VCc+VC2-Vo，電感電流im線性下降

漏感電流ip線性下降

當(dāng)漏感電流ip下降到0時(shí)，此工作模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)7[t6～t7]：t6時(shí)刻，漏感電流ip下降到0，二極管VDc實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，消除了二極管VDc的反向恢復(fù)損耗。此時(shí)，電容Cc與電容C2串聯(lián)，通過(guò)二極管VDo向負(fù)載傳遞能量。一次側(cè)勵(lì)磁電感通過(guò)二次側(cè)電感、二極管VDo、電容Cc和C2續(xù)流，電感電流im繼續(xù)線性下降，直到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期驅(qū)動(dòng)脈沖的到來(lái)，開(kāi)始下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。

2 工作特性分析

2.1 零輸入電流紋波特性分析

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，輸入電感La、中間儲(chǔ)能電容C1與輸出電容Co組成一個(gè)電壓回路，由KVL方程，可知輸入電感La兩端的電壓為

只要中間電容C1和輸出濾波電容Co選取足夠大，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)其紋波電壓較小，可以認(rèn)為是恒定不變的。此外，在一個(gè)穩(wěn)態(tài)周期內(nèi)，電感La滿足伏秒平衡，即電感兩端電壓在一個(gè)周期內(nèi)的平均值為零，故由式（7）可知中間電容電壓為

式（8）是保證變換器輸入零電流紋波的條件，它與其他電路參數(shù)無(wú)關(guān)且不受占空比限制[18]，僅使用了一個(gè)開(kāi)關(guān)管，降低了變換器的成本。在設(shè)計(jì)變換器時(shí)，通過(guò)選取電容值較大的電容以減小電壓紋波，從而較好地實(shí)現(xiàn)變換器的零輸入電流紋波特性。

2.2 電壓增益特性分析

由工作模態(tài)的分析可知，模態(tài)1、2和模態(tài)4、5工作時(shí)間較短，在進(jìn)行穩(wěn)態(tài)分析時(shí)可以忽略其影響，簡(jiǎn)化后的主要工作波形如圖5所示，其中，D為開(kāi)關(guān)管S1的導(dǎo)通占空比，VD1為二極管VDc的導(dǎo)通占空比，Ts為開(kāi)關(guān)周期?？紤]漏感對(duì)變換器增益影響，引入?yún)⒘縦=L1/(Ls+L1)。

圖5 變換器的簡(jiǎn)化工作波形Fig.5 Simplified waveforms of the proposed converter

開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通階段，電感L1與漏感Ls串聯(lián)分壓，可知?jiǎng)?lì)磁電感L1上的電壓為

折算到耦合電感的二次側(cè)，可得

由工作模態(tài)3可知，在開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通階段，耦合電感的二次電壓鉗位在電容電壓VC2，因此

開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷階段，如工作模態(tài)6所示，可得耦合電感一次電壓

當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷后，二極管VDc導(dǎo)通，為漏感電流ip提供續(xù)流通路，直到漏感能量釋放完畢，如圖5所示的二極管VDc導(dǎo)通時(shí)間段[DTs～(D+D1)Ts]。在此期間，漏感電流ip線性減小，流過(guò)輸出二極管的電流iVDo線性增加，當(dāng)二極管電流iVDo增加到與勵(lì)磁電感電流im折算到二次側(cè)的等效電流值相等時(shí)，漏感能量釋放完畢，吸收回路二極管電流iVDc下降到0。在時(shí)間段[(D+D1)Ts～Ts]內(nèi)，輸出二極管電流iVDo等于電容Cc的電流iCc。在穩(wěn)態(tài)周期內(nèi)，電容Cc滿足電荷平衡，由文獻(xiàn)[16]的推導(dǎo)可知，吸收電路二極管VDc的導(dǎo)通占空比為

一個(gè)穩(wěn)態(tài)周期內(nèi)，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間段內(nèi)勵(lì)磁電感兩端的電壓為VC2/n，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)間段內(nèi)勵(lì)磁電感兩端的電壓為(VCc+VC2-Vo)/n，由勵(lì)磁電感L1的伏秒平衡，可知

聯(lián)立式（8）、式（11）、式（12）和式（14），求解可得

由此可得出變換器的增益特性表達(dá)式為

圖6給出了參量k=1，不同變壓器電壓比n=1,3,5時(shí)，變換器增益隨開(kāi)關(guān)管占空比D的變化曲線，由圖6可知，隨占空比D和耦合電感電壓比n的增大，變換器增益也隨之增大。圖7給出了變壓器電壓比n=3，參量k在0.9～1.0中間變化時(shí)，漏感對(duì)變換器增益特性的影響曲線，由圖7可知，隨著參量k的減小，即漏感Ls的增大，變換器的增益特性略有減小。

圖6 變換器的增益曲線（k=1）Fig.6 Gain curves of the proposed converter at k=1

圖7 變換器的增益曲線（n=3）Fig.7 Gain curves of the proposed converter at n=3

2.3 元器件的應(yīng)力分析

由工作模態(tài)分析可知，開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)管電壓鉗位在電容電壓VCc，可得開(kāi)關(guān)管S1的電壓應(yīng)力為

開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通期間，二極管VDo關(guān)斷，可得二極管VDo的電壓應(yīng)力

二極管VD1和二極管VDc的電壓應(yīng)力分別為

以輸入電壓Vin為歸一化量，圖8給出了變換器關(guān)鍵元器件的應(yīng)力曲線。盡管元器件的電壓應(yīng)力與變壓器電壓比n有關(guān)，由圖8可知，變換器中開(kāi)關(guān)管S1和二極管VDc、二極管VDo和VD1、儲(chǔ)能電容電壓VC1、VC2和VCc的電壓應(yīng)力均小于輸出電壓Vo。然而，傳統(tǒng)Boost變換器元器件的電壓應(yīng)力鉗位在輸出電壓，高輸出電壓導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力較高，增加了變換器的成本。同時(shí)，采用耦合電感倍壓電路后，進(jìn)一步提升了變換器的增益特性，可避免極限占空比的情況出現(xiàn)。因此，可通過(guò)選取低電壓等級(jí)低導(dǎo)通電阻的MOSFET以減小開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗，通過(guò)選取低電壓等級(jí)的輸出二極管VDo以減小反向恢復(fù)損耗，在進(jìn)一步提高變換器效率的同時(shí)，也降低了成本。由圖8可知，隨著占空比D和耦合電感電壓比n的增大，開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力隨著增大。因此，在設(shè)計(jì)變換器時(shí)，需權(quán)衡電壓比n與增益特性之間的利弊。

圖8 變換器元器件應(yīng)力曲線（n=3,k=1）Fig.8 Stress analysis of the proposed converter at n=3 and k=1

2.4 性能對(duì)比分析

在不考慮漏感影響情況下，對(duì)本文所提出的變換器、傳統(tǒng)Boost變換器和文獻(xiàn)[12]提出的變換器進(jìn)行了對(duì)比分析，見(jiàn)下表。由表可知，通過(guò)設(shè)計(jì)耦合電感電壓比n，本文所提出的變換器可實(shí)現(xiàn)高升壓增益特性，避免傳統(tǒng)Boost變換器中接近于1的極限占空比情況的出現(xiàn)。同時(shí)，輸出二極管和開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力也相對(duì)較低，可選取低電壓等級(jí)的開(kāi)關(guān)管、二極管以減小開(kāi)關(guān)損耗和反向恢復(fù)損耗。與傳統(tǒng)Boost變換器和文獻(xiàn)[12]提出的耦合電感Boost變換器相比，本文所提出的變換器以增加二極管和儲(chǔ)能電容的數(shù)量為代價(jià)，基本上消除了輸出二極管的反向恢復(fù)損耗。此外，本文所提出的變換器具有零輸入電流紋波特性，可簡(jiǎn)化輸入濾波器的設(shè)計(jì)，減小了變換器的體積與重量。

表工作特性對(duì)比分析Tab.Comparative anlysis of operating characteristics

3 實(shí)驗(yàn)

3.1 設(shè)計(jì)實(shí)例

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，本文進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，變換器的關(guān)鍵參數(shù)如下：輸出功率Po=80W，輸入電壓Vin=24V，輸出電壓Vo=200V，輸入電感La=50μH，儲(chǔ)能電容C1=C2=Cc=4.7μF，輸出濾波電容Co=220μF，開(kāi)關(guān)頻率fs=100kHz。

由變換器參數(shù)可知，變換器需要實(shí)現(xiàn)的升壓比為Vo/Vin=200/24=8.33。設(shè)計(jì)變壓器時(shí)使漏感保持在一次電感的5%以內(nèi)，由于漏感的存在會(huì)帶來(lái)增益的降低，耦合電感電壓比過(guò)高會(huì)導(dǎo)致二極管電壓應(yīng)力增大，折中考慮并考慮一定的裕量，選取變壓器電壓比n=2.8，根據(jù)式（16）計(jì)算出所需的占空比D=0.56，耦合電感選取TDK公司的ETD34磁心，一次、二次匝比為14T∶40T，一次電感L1=40μH，由此可以計(jì)算出儲(chǔ)能電容C1、C2上的電壓分別為VC1=176V，VC2=72V，同時(shí)鉗位電壓Cc兩端的電壓為VCc=54.5V。由此可知，開(kāi)關(guān)管S1和吸收二極管VDc的電壓應(yīng)力為54.5V，二極管VD1和VDo的電壓應(yīng)力為145V，考慮一定裕量，選取開(kāi)關(guān)管S1型號(hào)STP19NF20（VDSS=200V，RDS(on)=0.16Ω），選取二極管VDc為電壓等級(jí)為150V的肖特基二極管STPS3150，二極管VD1和VDo為電壓等級(jí)為200V的快恢復(fù)二極管STTH302。

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

如圖9～圖16所示為滿載工作時(shí)，基于耦合電感倍壓?jiǎn)卧牧爿斎腚娏骷y波高增益變換器的實(shí)驗(yàn)波形。圖9為開(kāi)關(guān)管S1兩端電壓和流過(guò)開(kāi)關(guān)管電流的波形，雖然采取了吸收電路，可以抑制部分電壓尖峰，但由于二極管VDc和開(kāi)關(guān)管S1的寄生電容存在，漏感與寄生電容產(chǎn)生諧振，開(kāi)關(guān)管兩端仍存在一定的電壓振蕩，可以在二極管VDc兩端增加吸收電路來(lái)進(jìn)一步減小開(kāi)關(guān)管的電壓尖峰。圖10所示為流過(guò)輸出二極管VDo的電流波形及兩端電壓波形，由圖10可知，采用倍壓?jiǎn)卧娐泛?，消除了二次?cè)漏感與二極管VDo的寄生電容產(chǎn)生的振蕩現(xiàn)象，且二極管VD1的電壓應(yīng)力小于輸出電壓（Vo=200V），繼而減小了二極管的電壓應(yīng)力。在開(kāi)關(guān)管 S1關(guān)斷時(shí)，漏感能量通過(guò)吸收電路中的二極管VDc釋放，如圖11所示為流過(guò)二極管VDc和電容Cc的電流波形，由圖11可知，二極管VDc實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。圖12為耦合電感一次、二次電流波形，可知在開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)刻，一次電流ip開(kāi)始減小，漏感釋放能量，流過(guò)耦合電感二次側(cè)的電流經(jīng)過(guò)輸出二極管VDo向負(fù)載傳遞能量；開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通階段，二極管VD1導(dǎo)通，與理論分析一致。圖13為輸入電感電流iLa的實(shí)驗(yàn)波形，由圖13可知，輸入電感電流iLa幾乎實(shí)現(xiàn)了零紋波特性。鉗位電容電壓VCc、輸出電壓Vo、中間電容電壓VC1和儲(chǔ)能電容VC2的實(shí)驗(yàn)波形分別如圖14～圖16所示，在輸出電壓Vo=200V時(shí)，測(cè)得鉗位電容電壓和中間儲(chǔ)能電容電壓為VCc=55V，VC1=176V，VC2=72V與理論計(jì)算值基本保持一致。

圖9 開(kāi)關(guān)管S1的漏源電壓、電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of switch S1

圖10 二極管VD1兩端電壓及電流波形Fig.10 Voltage and current waveforms of diode VD1

圖11 吸收電路的電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Voltage and current waveforms of passive lossless snubber

圖12 變壓器一次電流波形Fig.12 Primary current waveforms of the transformer

圖13 輸入電流波形Fig.13 Input current iLa waveform flowing through inductor La

圖14 輸出電壓與鉗位電容電壓波形Fig.14 Output voltage and clamped capacitor voltage waveforms

圖15 中間儲(chǔ)能電容電壓波形Fig.15 Energy-storage capacitor voltage VC1 waveform

圖16 電容C2兩端電壓波形Fig.16 Voltage waveform of capacitor C2

圖17所示為本文提出的零輸入電流紋波高增益變換器與文獻(xiàn)[12]所提出的變換器的效率對(duì)比曲線，由圖17可知，基于耦合電感電壓?jiǎn)卧臒o(wú)源無(wú)損高增益零紋波變換器的最高效率可達(dá)到 94.5%，在滿載Po=80W時(shí)，變換器的效率為94%。而文獻(xiàn)[12]提出的基于耦合電感的 Boost變換器最高效率為 93.5%，其主要原因：①在相同耦合電感電壓比的情況下，本文所提出的變換器可采用較小的開(kāi)關(guān)管占空比，因此，提高了變換器的效率；②采用耦合電感倍壓?jiǎn)卧螅瑤缀跸溯敵龆O管VDo的反向恢復(fù)損耗，同時(shí)消除了耦合電感一次漏感與二極管寄生電容產(chǎn)生的振蕩現(xiàn)象，從而減小了二極管的電壓應(yīng)力。此外，本文提出的變換器具有零輸入電流紋波特性，減小了輸入濾波器的設(shè)計(jì)難度。

圖17 效率曲線Fig.17 Efficiency curves

4 結(jié)論

本文提出了一種耦合電感倍壓?jiǎn)卧爿斎腚娏骷y波高增益非隔離 DC-DC變換器，詳細(xì)分析了變換器的工作原理及工作特性，搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證了理論分析的正確性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，變換器基本上實(shí)現(xiàn)了零輸入電流紋波特性，而且采用耦合電感倍壓?jiǎn)卧?，通過(guò)合理設(shè)計(jì)耦合電感電壓比，實(shí)現(xiàn)變換器的高增益特性。同時(shí)，變換器的開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力遠(yuǎn)小于輸出電壓，降低了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力。無(wú)源無(wú)損吸收電路有效吸收了漏感能量，基本消除了開(kāi)關(guān)管兩端的電壓尖峰，將開(kāi)關(guān)管電壓鉗位。此外，采用倍壓?jiǎn)卧溯敵龆O管寄生電容與二次側(cè)漏感的寄生振蕩現(xiàn)象，從而降低了輸出二極管的電壓應(yīng)力，減小了反向恢復(fù)損耗。基于以上優(yōu)點(diǎn)，該變換器非常適合于光伏、燃料電池等新能源應(yīng)用場(chǎng)合。

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