胡 貴,龍谷宗,許加柱,李知宇,黃細(xì)友

（1. 南車(chē)株洲電機(jī)有限公司,湖南 株洲 412001；2.湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院,長(zhǎng)沙 410082）

1 引言

隨著我國(guó)高鐵技術(shù)的飛速發(fā)展和應(yīng)用，目前高速客運(yùn)和重載貨運(yùn)大功率電力機(jī)車(chē)廣泛采用全控型電壓源變流器，取代傳統(tǒng)韶山系列采用的相控型變流器作為牽引傳動(dòng)系統(tǒng)的電能變換核心[1]?；陔妷涸葱妥兞髌鞯臓恳齻鲃?dòng)系統(tǒng)雖能有效降低牽引電流中的諧波含量，但在載波頻率并不是很高的時(shí)候(數(shù)百赫茲到數(shù)千赫茲之間)條件下，系統(tǒng)仍會(huì)產(chǎn)生一定的干擾電流。這些干擾電流的存在會(huì)給機(jī)車(chē)及鐵路沿線的信號(hào)設(shè)備和線路帶來(lái)嚴(yán)重的電磁干擾[2-3]，給電力機(jī)車(chē)的安全運(yùn)行帶來(lái)一定的隱患。

目前，針對(duì)牽引變流器產(chǎn)生的噪聲諧波問(wèn)題，抑制方案一采用多重化移相控制技術(shù)[4-6]，能部分降低牽引傳動(dòng)系統(tǒng)注入牽引網(wǎng)中的干擾電流，但由于受到多重化數(shù)量的限制，抑制效果仍有待進(jìn)一步加強(qiáng)；抑制方案二采用在牽引變電所裝設(shè)高通濾波器的方案[7]，但該方案仍造成的干擾電流仍會(huì)對(duì)沿線信號(hào)設(shè)備的影響，效果較差。

針對(duì)電力機(jī)車(chē)牽引傳動(dòng)系統(tǒng)存在的上述問(wèn)題，本文提出了一種采用集成濾波電感技術(shù)的牽引傳動(dòng)系統(tǒng)的技術(shù)方案；該技術(shù)方案在牽引主變壓器中增設(shè)一套濾波繞組，外接濾波電容構(gòu)成LC濾波支路，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)干擾電流的抑制；根據(jù)新方案的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過(guò)建立牽引主變壓器的數(shù)學(xué)模型，推導(dǎo)出變流器電流與注入牽引網(wǎng)電流之間的傳遞函數(shù)，并通過(guò)對(duì)傳遞函數(shù)的幅頻特性分析，分析了傳遞函數(shù)零、極點(diǎn)頻率對(duì)諧波的影響，并結(jié)合實(shí)際系統(tǒng)的要求，給出了各參數(shù)量的約束方程；最后，結(jié)合某實(shí)際參數(shù)，對(duì)本文提出的新方案的可行性進(jìn)行仿真驗(yàn)證，并對(duì)比分析了濾波電容值對(duì)干擾電流抑制效果的影響。

2 新?tīng)恳齻鲃?dòng)系統(tǒng)的接線方案

圖1給出了目前大功率交流牽引傳動(dòng)系統(tǒng)的接線方案圖，整流器采用PWM控制的四象限變流器VSR，整流輸出通過(guò)直流濾波和穩(wěn)壓電容后與逆變器相連，逆變?nèi)嘟涣麟娊o牽引電機(jī)供電。這種交直交型牽引傳動(dòng)系統(tǒng)為了降低系統(tǒng)注入牽引網(wǎng)的諧波電流，采用多重化載波移相技術(shù)[4]，使每臺(tái)VSR的三角載波在相位偏移。這種諧波抑制方式雖能在一定程度抑制諧波，但對(duì)于干擾電流的抑制仍不充分，有必要采取進(jìn)一步的諧波抑制措施。針對(duì)上述問(wèn)題，最為簡(jiǎn)單和有效的方式之一就是在牽引系統(tǒng)中安裝一條LC濾波支路，目前采用額外增設(shè)濾波電抗器方式，該方式成熟可靠，存在體積大的缺點(diǎn)。因此，本文利用電感與變壓器集成技術(shù)，提出了一種新的牽引傳動(dòng)系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行探討，如圖2所示。新方案中，在原有牽引主變壓器中增設(shè)一套繞組，并外接濾波電容器Cf來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)牽引繞組側(cè)的干擾電流進(jìn)行抑制，從而降低感應(yīng)至高壓側(cè)的干擾電流。

3 新?tīng)恳髯儔浩鞯臄?shù)學(xué)模型

牽引傳動(dòng)系統(tǒng)一般在采用多繞組變壓器，高壓側(cè)繞組在變壓器內(nèi)部并聯(lián)，牽引繞組獨(dú)立工作，參考圖2所示；增設(shè)一套繞組后，該變壓器可看作共有6套繞組，將端口電壓方程可列：

圖1 交直交牽引傳動(dòng)系統(tǒng)接線方案圖

圖2 新的牽引傳動(dòng)系統(tǒng)接線方案圖

式中：ri為各繞組的等效電阻；Lii為各繞組的自感；Mij為i與j繞組間的互感。

將變壓器各繞組參數(shù)統(tǒng)一折算至高壓側(cè)，不計(jì)勵(lì)磁電流，可列寫(xiě)磁動(dòng)勢(shì)平衡方程：

結(jié)合式(2)，將式(1)中的第1方程式減去其它任意一行，可求得：

令：r1+rj=r1j、(L11+Ljj-2M1j)=l1j，則兩者分別表示繞組1與繞組j之間的短路電阻和和短路電感。

相應(yīng)地：

式中：l1jK可看作由繞組1、j和k共同構(gòu)成的三繞組變壓器中繞組1的等值漏電感。

再結(jié)合式(1)、(3)和(4)，式(1)可降階為：

由于濾波電容Cf的存在，濾波繞組側(cè)的電壓電流將式(6)代入式(5)中第5方程，并對(duì)其進(jìn)行拉式變換可得：

4 干擾電流抑制對(duì)系統(tǒng)參數(shù)的要求

由于濾波繞組的短路電阻相比其短路電抗較小，故可忽略式(10)中r1和r16對(duì)系統(tǒng)頻率響應(yīng)的影響，根據(jù)式(10)可知，傳遞函數(shù)H(s)只與l16、l126和Cf的影響。

根據(jù)傳遞函數(shù)H(s)的表達(dá)式，其自然零、極點(diǎn)分別為：

由式(11)可知：

根據(jù)l126＞0和l126＜0兩種情況，傳遞函數(shù)H(s) 的幅頻特性的Bode圖如圖3(1)、(2)所示。

由圖3(1)可知，當(dāng)f＞fzero時(shí)，系統(tǒng)的頻率響應(yīng)是持續(xù)衰減的，在f＜fpole頻率區(qū)域間，遠(yuǎn)離fpole系統(tǒng)的頻率響應(yīng)也是持續(xù)衰減的。而由圖3(2)可知，當(dāng)在f＞fpole時(shí)，若 ，系統(tǒng)頻率響應(yīng)的幅值為正，則必然會(huì)導(dǎo)致高壓側(cè)電流中的干擾電流的含量增加；因此，需要確保l126＞0。諧波頻率靠近極點(diǎn)頻率點(diǎn)fpole時(shí)，極易造成一次側(cè)諧波電流的放大，因此需要傳遞函數(shù)的極點(diǎn)頻率小于系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)頻率fs，否則會(huì)導(dǎo)致四象限變流器多重化移相控制策略失去作用。此外，考慮到中間直流環(huán)節(jié)中還配置了LC二次諧振回路，同樣為了避開(kāi)諧振點(diǎn)，要求極點(diǎn)頻率fpole＞2f1(f1為基本頻率)。

綜合上述分析，可列寫(xiě)出系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)有效雜音干擾電流抑制時(shí)對(duì)系統(tǒng)參數(shù)的約束方程：

圖3 傳遞函數(shù)H(s)的Bode圖

5 新方案的仿真分析與驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文提出新的牽引傳動(dòng)系統(tǒng)雜音干擾電流抑制新方法的理論正確性和工程可行性，參考某牽引傳動(dòng)系統(tǒng)參數(shù)，將原有牽引主變壓器更新為帶諧波抑制繞組的新型牽引主變壓器。系統(tǒng)參數(shù)如下：牽引供電網(wǎng)額定電壓27.5kV、牽引主變壓器高壓側(cè)額定電壓25KV、低壓側(cè)額定電壓為970V、額定頻率f1=50Hz、載波開(kāi)關(guān)頻率fs=500Hz；直流側(cè)額定電壓Udc=1800V，直流側(cè)支撐電容Cd=8mF，直流側(cè)二次濾波器參數(shù)：L2=0.84mH，C2=3μF；濾波繞組布置于高壓繞組與牽引繞組之間，額定電壓為5KV。為了分析濾波效果，本文引入重要的判據(jù)－等效干擾電流：

其中，ωn—第n次諧波的加權(quán)系數(shù)，各次電流諧波的加權(quán)系數(shù)由國(guó)際電報(bào)電話委員會(huì)（CCITT）規(guī)定，具體數(shù)值見(jiàn)附錄。

根據(jù)和諧I牽引主變壓器的結(jié)構(gòu)尺寸，考慮必要的絕緣距離，并保證高壓繞組與牽引繞組間的復(fù)合短路阻抗l12不變(牽引傳動(dòng)系統(tǒng)對(duì)復(fù)合短路阻抗的l12要求)，將濾波繞組分別布置最接近高壓繞組和最接近牽引繞組兩種極限條件下，結(jié)合文獻(xiàn)[12-13]中給出復(fù)合短路阻抗的計(jì)算方法，求得濾波繞組的等值漏電感的取值范圍范圍內(nèi)，l612滿足：

結(jié)合式(13)、式(12)、式(11)和l612的取值范圍求得濾波電容的取值范圍：0.2μF＜Cf＜76μF；同時(shí)，根據(jù)傳遞函數(shù)極點(diǎn)的計(jì)算式(11)，為了盡可能降低濾波繞組的尺寸，希望濾波電容器在一定范圍內(nèi)盡可能大，但考慮到濾波電容Cf的成本，Cf的取值不宜過(guò)大；因此，本文對(duì)濾波電容器的取值進(jìn)行約束：

同樣，根據(jù)傳遞函數(shù)H(s)的極點(diǎn)約束范圍：

可求得系統(tǒng)對(duì)復(fù)合短路阻抗l16的取值范圍要求：

根據(jù)圖2所示的高壓繞組、濾波繞組和牽引繞組的布置圖可知：

同時(shí)，復(fù)合短路阻抗l16、l26又滿足：

結(jié)合式(17)和式(18)，求得l16的取值范圍滿足：

根據(jù)式(16)和式(19)對(duì)l16取值范圍的共同約束，并考慮式(13)，則l16需要滿足：

當(dāng)牽引主變壓器二次側(cè)濾波繞組處于開(kāi)路狀態(tài)、不接入濾波電容Cf時(shí)，牽引傳動(dòng)系統(tǒng)注入牽引供電網(wǎng)的電流頻譜分析圖如圖4所示。

圖4 牽引傳動(dòng)系統(tǒng)注入牽引供電網(wǎng)的電流頻譜圖

為了實(shí)現(xiàn)濾波電容Cf與濾波繞組復(fù)合短路阻抗的最優(yōu)配合，實(shí)現(xiàn)對(duì)等效干擾電流的最大抑制，本文針對(duì)由Cf和復(fù)合短路阻抗l16不同取值構(gòu)成20種組合條件下，對(duì)牽引傳動(dòng)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真對(duì)比分析。表1、表2分別給出了20種組合條件下的等效干擾電流及傳遞函數(shù)的零、極點(diǎn)。

由表1可知，由不同Cf和復(fù)合短路阻抗l16取值構(gòu)成20種參數(shù)組合條件下的零點(diǎn)頻率和極點(diǎn)頻率均在限制范圍內(nèi)，符合所推導(dǎo)的約束條件。但由表2和圖5分析可得，隨Cf的增大，等效干擾電流Ip減小，濾波效果更好，因?yàn)殡S著Cf的增大，系統(tǒng)零、極點(diǎn)前移，從而使更大范圍的諧波電流衰減，從而減小了等效干擾電流。隨著復(fù)合短路阻抗l16的增大，等效干擾電流的變化不太明顯，但 等效干擾電流Ip有明顯的增大趨勢(shì)，因?yàn)镃f和復(fù)合短路阻抗l16對(duì)應(yīng)的極點(diǎn)頻率在開(kāi)關(guān)頻率的倍數(shù)次左右，放大了此頻段的諧波電流，從而使等效干擾電流Ip增大。

表1 不同Cf和l16時(shí)零、極點(diǎn)頻率(Hz)

表2 不同Cf和l16時(shí)等效干擾電流Ip的值(A)

圖5 等效干擾電流在不同Cf和l16的變化曲線圖

圖6 在不同Cf和l16情況下的系統(tǒng)Bode圖

考慮到濾波繞組的尺寸和濾波電容的大小的同時(shí)兼顧濾波效果，選擇為最佳方案。圖7給出了時(shí)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流和濾波繞組電流的頻譜分析圖，對(duì)比圖4未加濾波繞組時(shí)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流頻譜分析圖可知，采用集成濾波電感技術(shù)后，干擾電流有一定的減小。此時(shí)，濾波繞組電流的頻譜分析圖如圖7(2)所示，高次諧波電流大部分從濾波繞組經(jīng)過(guò)，從而降低了網(wǎng)側(cè)電流的高次諧波的含量，達(dá)到抑制干擾電流的效果。

圖7 網(wǎng)側(cè)電流和濾波繞組電流的頻譜分析圖

6 結(jié)論

為進(jìn)一步有效抑制交流牽引傳動(dòng)系統(tǒng)中的雜音干擾電流，本文提出了一種采用集成濾波電感技術(shù)的牽引傳動(dòng)系統(tǒng)技術(shù)方案，通過(guò)建立新?tīng)恳髯儔浩鞯臄?shù)學(xué)模型，推導(dǎo)出變流器電流與注入牽引網(wǎng)電流之間的傳遞函數(shù)，并通過(guò)對(duì)傳遞函數(shù)的幅頻特性分析，得到傳遞函數(shù)零、極點(diǎn)頻率對(duì)噪聲諧波的影響，并結(jié)合實(shí)際系統(tǒng)的要求，給出了零、極點(diǎn)的約束方程；最后，結(jié)合某實(shí)際參數(shù)，對(duì)本文提出的新方案的可行性進(jìn)行仿真驗(yàn)證。通過(guò)對(duì)比分析濾波電容對(duì)干擾電流抑制效果的影響，說(shuō)明本文提出的采用集成濾波電感技術(shù)的牽引傳動(dòng)系統(tǒng)的方案具有一定的濾波效果，對(duì)交流型電力機(jī)車(chē)對(duì)干擾電流的治理給出了新的思路，但該方案提出的濾波繞組電感太大，增加了牽引主變壓器的的體積和重量，須進(jìn)一步探討分析與驗(yàn)證。

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