張獻(xiàn)中， 張 濤

(武漢科技大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，湖北 武漢，430081)

一種三階曲率補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計(jì)

張獻(xiàn)中， 張 濤

(武漢科技大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，湖北 武漢，430081)

在傳統(tǒng)電流求和模式帶隙基準(zhǔn)電壓源的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，設(shè)計(jì)了一種簡(jiǎn)單的三階曲率補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電壓源。該基準(zhǔn)源由啟動(dòng)電路、低壓高增益兩級(jí)運(yùn)算放大器、基準(zhǔn)核心電路和高階曲率補(bǔ)償電路組成。在低溫段，通過(guò)PMOS管進(jìn)行二階補(bǔ)償；在高溫段，通過(guò)PTAT2電流進(jìn)行三階補(bǔ)償。基于CSMC 0.35μm CMOS工藝，采用Cadence軟件對(duì)設(shè)計(jì)電路進(jìn)行仿真分析。結(jié)果表明，在-40～125 ℃溫度范圍內(nèi)，5 V電源電壓下，基準(zhǔn)源輸出電壓為1.226 V，輸出電壓變化范圍為0.51 mV，基準(zhǔn)源的溫度系數(shù)為2.5×10-6/℃，低頻時(shí)的電源抑制比為-67 dB。

帶隙基準(zhǔn)電壓源；高階曲率補(bǔ)償； PTAT2電流；溫度系數(shù)；基準(zhǔn)電路

高精度、高電源抑制比的帶隙基準(zhǔn)電壓源為其他電路模塊提供高精度電壓基準(zhǔn)或由其轉(zhuǎn)化的高精度電流基準(zhǔn)，它廣泛應(yīng)用于模擬電路、數(shù)?；旌想娐?、DC-DC變換芯片和低壓差線性穩(wěn)壓器中[1]?；鶞?zhǔn)電壓源的精度、溫度穩(wěn)定性和抗噪聲能力直接影響到整個(gè)系統(tǒng)的精度和性能。在設(shè)計(jì)傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)時(shí)，往往忽略對(duì)其性能影響不大的高階項(xiàng)，而只對(duì)基極-發(fā)射極電壓VBE的一階分量進(jìn)行補(bǔ)償，其溫度系數(shù)典型值為(2～5)×10-5/℃[2]，所得基準(zhǔn)電壓精度有限，不能滿足高性能系統(tǒng)的需求。

想要獲得高精度的帶隙基準(zhǔn)電壓，就必須采用高階曲率補(bǔ)償?shù)姆椒ň_補(bǔ)償其高階非線性分量。近年來(lái)，研究者提出了很多行之有效的高階曲率補(bǔ)償方法，如與溫度相關(guān)的電阻比例技術(shù)[3]、動(dòng)態(tài)基準(zhǔn)滲透技術(shù)[4]、分段線性補(bǔ)償技術(shù)[5]等。但是這些補(bǔ)償技術(shù)要么對(duì)設(shè)計(jì)或工藝有其他特殊要求，要么結(jié)構(gòu)太復(fù)雜，對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝來(lái)說(shuō)不易實(shí)現(xiàn)。針對(duì)上述情況，本文擬設(shè)計(jì)一個(gè)簡(jiǎn)單的三階補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電路，以精確補(bǔ)償VBE的高階非線性分量，從而顯著降低帶隙基準(zhǔn)源的溫度系數(shù)。

1 傳統(tǒng)電流求和模式帶隙基準(zhǔn)源

傳統(tǒng)電流求和模式帶隙基準(zhǔn)[6-8]的電路如圖1所示，圖中M1～M3構(gòu)成電流鏡，將雙極型晶體管(BJT)支路電流鏡像到輸出支路；放大器OP以節(jié)點(diǎn)X、Y為輸出端，工作在深度負(fù)反饋狀態(tài)，使得X、Y點(diǎn)電勢(shì)相等，即VX=VY，于是有：

(1)

(2)

Fig.1 Traditional bandgap reference circuit with current summing mode

ΔVBE=VBE1-VBE2=

(3)

由以上分析可得正溫度系數(shù)電流IPTAT和負(fù)溫度系數(shù)電流ICTAT如下：

I1∝0.087mV/K

(4)

(5)

傳統(tǒng)一階電流求和模式帶隙基準(zhǔn)電壓源的輸出表達(dá)式為：

(6)

選擇適當(dāng)?shù)腞1、R2和R4，就可得到近似零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)參考電壓。但是，該電流求和模式帶隙基準(zhǔn)只對(duì)溫度進(jìn)行了一階補(bǔ)償，基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)不能滿足高精度系統(tǒng)的需求。為提高帶隙基準(zhǔn)輸出電壓的精度，本文在該電流求和模式帶隙基準(zhǔn)電路的基礎(chǔ)上增加高階補(bǔ)償，通過(guò)簡(jiǎn)單的三階補(bǔ)償獲得具有較低溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓。

2 改進(jìn)型帶隙基準(zhǔn)電壓源

2.1 改進(jìn)型帶隙基準(zhǔn)電路

本文所設(shè)計(jì)的帶隙基準(zhǔn)電壓源的結(jié)構(gòu)如圖2所示，圖中，M4～M6構(gòu)成啟動(dòng)電路；M1～M3構(gòu)成電流鏡；OP、Q1、Q2、R1、R2和R3構(gòu)成帶隙基準(zhǔn)的核心電路，產(chǎn)生所需的正溫度系數(shù)和負(fù)溫度

系數(shù)電流；補(bǔ)償電阻RP1、RP2和補(bǔ)償管MP對(duì)基準(zhǔn)進(jìn)行二階補(bǔ)償；IPTAT2是三階補(bǔ)償電流，該P(yáng)TAT2電流源從輸出支路中獲取電流，對(duì)帶隙基準(zhǔn)進(jìn)行三階補(bǔ)償。

選擇合適的電阻阻值，得到一階補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)源的溫度特性曲線為開(kāi)口向上的非對(duì)稱拋物線，如圖3所示。如果把參考溫度分為兩段，即低溫段和高溫段，設(shè)法分別減小兩溫度段內(nèi)基準(zhǔn)輸出電壓的最大值，就能有效改善帶隙基準(zhǔn)源的溫度特性，而行之有效的方法是使溫度特性曲線的兩端分別向下彎曲，產(chǎn)生新的極點(diǎn)。這也是帶隙基準(zhǔn)源二階和三階補(bǔ)償?shù)幕舅悸贰?/p>

Fig.3 Temperature characteristics of the first-order compensated bandgap reference

2.2 二階補(bǔ)償原理

在基準(zhǔn)核心電路中添加一個(gè)PMOS管MP，調(diào)整電阻RP2上的壓降，使MP在整個(gè)溫度范圍內(nèi)工作在飽和區(qū)，并從核心電路中抽取電流，其大小等于MP的源端電流IMP。由于補(bǔ)償管MP的柵源電壓的負(fù)溫度系數(shù)比其閾值電壓的負(fù)溫度系數(shù)大[10]，由MOS管工作在飽和區(qū)的平方律特性可知，MP的源端電流與溫度的平方成反比，即IMP∝-T2。此時(shí)，經(jīng)過(guò)二階補(bǔ)償，帶隙基準(zhǔn)的輸出電壓表達(dá)式可以改寫成：

(IPTAT+ICTAT+IMP)(R4+R5)

(7)

由以上分析可知，IMP具有負(fù)溫度系數(shù)，能夠在低溫時(shí)通過(guò)補(bǔ)償電阻RP2從支路中抽取負(fù)溫度系數(shù)電流，于是通過(guò)電流鏡鏡像到M3支路的電流就變成了I1+I2+IMP。選取合適的電阻阻值就能使圖3中溫度特性曲線的左半部分向下彎曲，減小了Vref在低溫時(shí)的最大值，從而降低了帶隙基準(zhǔn)的溫度系數(shù)，這樣就實(shí)現(xiàn)了在低溫時(shí)對(duì)帶隙基準(zhǔn)的二階補(bǔ)償，二階補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)源的溫度特性如圖4所示。

2.3 三階補(bǔ)償原理

補(bǔ)償管MP的電流具有負(fù)溫度系數(shù)，在低溫段其電流值較大，而在高溫段其電流值很小，對(duì)高

Fig.4 Temperature characteristics of the second-order compensated bandgap reference

溫區(qū)域的補(bǔ)償有限，因此，本文又設(shè)計(jì)增加了與溫度平方成正比的電流，目的是在高溫段對(duì)帶隙基準(zhǔn)進(jìn)行有效的高階補(bǔ)償。

電路基于MP1～MP4組成跨導(dǎo)線性環(huán)路,由在飽和區(qū)工作狀態(tài)下MOS管的簡(jiǎn)單平方律模型可知，結(jié)點(diǎn)D處的電流為：

(8)

(9)

PTAT2電流與溫度的平方成正比，選擇合適的R1和IB就能得到只在高溫區(qū)域起補(bǔ)償作用的PTAT2電流，通過(guò)該電流源從輸出支路上抽取與溫度平方成正比的電流，補(bǔ)償了帶隙基準(zhǔn)在高溫區(qū)域的非線性分量。這時(shí)，輸出電壓溫度特性曲線的右半部分向下彎曲，即曲線產(chǎn)生新的極點(diǎn)，如圖6所示。

經(jīng)過(guò)三階補(bǔ)償，精確控制在不同溫度范圍內(nèi)抽出或注入的正、負(fù)溫度系數(shù)電流，分別減小了帶隙基準(zhǔn)輸出電壓在低溫區(qū)域和高溫區(qū)域的最大值，將開(kāi)口向上的非對(duì)稱拋物線型溫度特性曲線變成了形如“M”的曲線，即具有單一極點(diǎn)的溫度特性曲線變成了具有多個(gè)極點(diǎn)的曲線，有效降低了基準(zhǔn)電壓源的溫度系數(shù)。此時(shí)，帶隙基準(zhǔn)輸出電壓的表達(dá)式可以改寫為：

(10)

Fig.6 Temperature characteristics of the third-order compensated bandgap reference

2.4 啟動(dòng)電路

由于簡(jiǎn)并偏置點(diǎn)的存在，系統(tǒng)上電時(shí)，偏置電路和基準(zhǔn)核心電路的電流有可能為零，電路不能正常工作，為此設(shè)計(jì)了啟動(dòng)電路，通過(guò)小電流使系統(tǒng)在上電時(shí)擺脫簡(jiǎn)并偏置點(diǎn)，保證電路能夠正常工作。

啟動(dòng)電路如圖2左半部分所示，電路由M4、M5、M6組成，系統(tǒng)上電時(shí)，M4首先導(dǎo)通，將M5的柵極電位拉高，使M5導(dǎo)通，這樣就為基準(zhǔn)核心電路提供了開(kāi)啟電流，同時(shí)M6的柵極電壓是電阻R3兩端的電壓，電路正常工作之后，R3兩端的電壓使M6導(dǎo)通，從而拉低M5的柵壓，M5關(guān)斷，啟動(dòng)電路停止工作，這樣啟動(dòng)電路就不會(huì)對(duì)正常工作的基準(zhǔn)電路造成影響。

2.5 運(yùn)算放大器

本設(shè)計(jì)采用兩級(jí)運(yùn)放，由于運(yùn)算放大器以晶體管兩端電壓為輸入電壓，而晶體管電壓在700 mV左右，所以采用PMOS管為差分輸入管，具體電路如圖7所示。

3 仿真結(jié)果及分析

所設(shè)計(jì)的改進(jìn)型帶隙基準(zhǔn)源的主要參數(shù)為:N=24，R1=5.7 kΩ,R2=R3=46.8 kΩ,R4=41.5 kΩ，R5=10.1 kΩ，補(bǔ)償電阻RP1和RP2的阻值均為66.8 kΩ?；贑SMC 0.35 μm CMOS工藝，在TT工藝角下，采用Cadence軟件對(duì)設(shè)計(jì)電路進(jìn)行仿真分析。在電源電壓為5 V、溫度為-40～125 ℃時(shí)，帶隙基準(zhǔn)電壓源的溫度特性曲線如圖8所示。由圖8可知，輸出電壓的變化范圍為0.51 mV，溫度系數(shù)TC=2.5×10-6/℃。

圖9為補(bǔ)償管MP電流和PTAT2補(bǔ)償電流的溫度特性仿真結(jié)果。由圖9可見(jiàn)，MP的電流值在低溫段較大，起主要補(bǔ)償作用；PTAT2電流在高溫段起主要補(bǔ)償作用。圖10為帶隙基準(zhǔn)電壓源的電源抑制比(PSRR)仿真結(jié)果。由圖10可見(jiàn)，在電源電壓為5 V的條件下，基準(zhǔn)源低頻時(shí)的電源抑制比為-67 dB，頻率為10 kHz時(shí)，電源抑制比還有-50 dB，表明其具有較好的穩(wěn)定性。圖11為放大器的交流測(cè)試仿真結(jié)果。由圖11可見(jiàn)，放大器的低頻增益為65.77 dB，通過(guò)密勒補(bǔ)償，其相位裕度為69.8°，既能滿足設(shè)計(jì)要求，又能使系統(tǒng)快速反應(yīng)。

Fig.8 Simulated temperature characteristics of the improved bandgap voltage reference

4 結(jié)語(yǔ)

本文在傳統(tǒng)電流求和模式帶隙基準(zhǔn)電壓源的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，設(shè)計(jì)了一種簡(jiǎn)單的三階曲率補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電壓源，將原來(lái)具有單一極點(diǎn)的溫度特性曲線變成了具有多個(gè)極點(diǎn)的曲線，顯著降低了基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)。在電源電壓為5 V、溫度為-40～125℃時(shí)，帶隙基準(zhǔn)可輸出穩(wěn)定在1.226 V左右的參考電壓，電壓變化范圍為0.51 mV，溫度系數(shù)為2.5×10-6/℃，低頻時(shí)電源抑制比為-67 dB。所設(shè)計(jì)的基準(zhǔn)電路精度較高，性能穩(wěn)定，能滿足高精度電源管理芯片的使用要求。

[1] Zhou Zekun，Ming Xin，Zhang Bo，et al.A novel precision curvature-compensated bandgap reference[J].JournalofSemiconductors,2010,31(1):015010-1-015010-4.

[3] Malcovati P，Maloberti F，F(xiàn)iocchi C，et a1. Curvature compensated BiCMOS bandgap with 1-V supply voltage[J]．IEEE Journal of Solid-State Circuits，2001，36(7)：1076-1081.

[4] Ying Cao,Wouter De Cock, Michiel Steyaert,et al. A 4.5 MGy TID-tolerant CMOS bandgap reference circuit using a dynamic base leakage compensation technique[J]. IEEE Transactions on Nuclear Science, 2013,60(4):2819-2824.

[5] Wang Hongyi, Lai Xinquan, Li Yushan，et al. A piecewise-linear compensated bandgap reference [J].半導(dǎo)體學(xué)報(bào)，2004,25(7)：771-777.

[6] 楊金梅，唐禎安.采用曲率補(bǔ)償?shù)母逷SRR基準(zhǔn)電壓源[J].微電子學(xué),2009，39(1)：34-37.

[7] 賈鵬,丁召,楊發(fā)順.帶2階溫度補(bǔ)償?shù)亩噍敵鰩痘鶞?zhǔn)電壓源[J].現(xiàn)代電子技術(shù),2013,36(24):156-159.

[8] 胡勇,彭曉宏,劉云康，等.一種新型電流模式帶隙基準(zhǔn)源的設(shè)計(jì)[J]. 微電子學(xué). 2013,43(4)：457-459.

[9] 畢查德·拉扎維.模擬 CMOS 集成電路設(shè)計(jì)[M].陳貴燦,譯.西安:西安交通大學(xué)出版社,2003：312-315.

[10]張萬(wàn)東,陳宏，王一鵬，等.高電源抑制比和高階曲率補(bǔ)償帶隙電壓基準(zhǔn)源[J].微電子學(xué),2011，41(1)：57-60.

[11]Wiegerink R J.A CMOS four-quadrant analog current multiplier[C]//Proceedings of IEEE International Sympoisum on Circuits and Systems. Singapore, Jun 1991,Vol 4:2244-2247.

[責(zé)任編輯 尚 晶]

A bandgap voltage reference with third-order curvature compensation

ZhangXianzhong,ZhangTao

(College of Information Science and Engineering, Wuhan University of Science and Technology, Wuhan 430081，China)

A simple third-order curvature compensated bandgap voltage reference is designed through improving the traditional bandgap reference with current summing mode. It consists of starting circuit, two-stage operational amplifier with low voltage and high gain, core circuit and high-order curvature compensation circuit. The second-order curvature compensation in low temperature section and the third-order curvature compensation in high temperature section are provided by a PMOS transistor and a PTAT2current, respectively. The reference circuit is simulated based on CSMC 0.35 μm CMOS process by using Cadence software. Results show that, at 5 V supply voltage, the bandgap reference has an output voltage of 1.226 V, which only changes 0.51 mV over a temperature range from -40 ℃ to 125 ℃, a temperature coefficient of 2.5×10-6/℃, and a power supply rejection ratio of -67 dB at low frequency.

bandgap voltage reference; high-order curvature compensation; PTAT2current；temperature coefficient；reference circuit

2014-09-11

湖北省自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(2011CDB234);湖北省教育廳科學(xué)技術(shù)研究計(jì)劃重點(diǎn)項(xiàng)目(D20101104).

張獻(xiàn)中(1987-)，男，武漢科技大學(xué)碩士生.E-mail：zhangxianzhong1515@163.com

張 濤(1967-)，男，武漢科技大學(xué)教授.E-mail：taomzhang@126.com

TN43

A

1674-3644(2015)01-0067-05