王玉斌 林意斐 董彥彥 于璽昌

（1.山東大學(xué)電氣工程學(xué)院 濟(jì)南 250061 2.日照電業(yè)局 日照 276800）

1 引言

電力電子學(xué)的一個發(fā)展趨勢是變換器的高功率密度和小型輕量化，而高頻化是實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的必然選擇。傳統(tǒng)的硬開關(guān)隨開關(guān)頻率的提高而導(dǎo)致的高開關(guān)損耗、高電壓電流應(yīng)力，使變換器效率降低、可靠性下降，從而限制了變換器的小型化和輕量化。軟開關(guān)技術(shù)通過引入諧振電路、對開關(guān)器件的開關(guān)過程進(jìn)行控制，使其在零電壓或零電流狀態(tài)下開關(guān)，從而明顯減小甚至消除開關(guān)損耗。因此，軟開關(guān)技術(shù)是電力電子變換器小型化和輕量化的必然要求。

對于軟開關(guān)技術(shù)的研究，源于20 世紀(jì)70 年代。開始主要針對直流斬波軟開關(guān)電路，后來隨著諧振直流環(huán)和諧振極逆變器的提出，軟開關(guān)技術(shù)也逐漸應(yīng)用到逆變領(lǐng)域。

一些文獻(xiàn)中提出的零電壓轉(zhuǎn)換（Zero-Voltage Transition,ZVT）軟開關(guān)逆變器[1-3]，通過控制實(shí)現(xiàn)逆變器主開關(guān)的零電壓開通，而通過緩沖電容減小其關(guān)斷損耗。輔助開關(guān)電路參與開關(guān)過程通過諧振實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但是當(dāng)主開關(guān)開通或關(guān)斷過程結(jié)束后輔助電路必須退出諧振防止影響主電路正常工作，也可減少不必要的損耗。由此就產(chǎn)生了諧振電流的復(fù)位問題。其中文獻(xiàn)[1]中提出的輔助諧振換相極（Auxiliary Resonant Commutated Pole,ARCP）逆變器利用分裂電容來復(fù)位諧振電流，主開關(guān)可實(shí)現(xiàn)零電壓開通，輔助開關(guān)可實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)。然而存在分裂電容充電平衡、需要阻斷輔助開關(guān)上的反向電壓等缺點(diǎn)。另外，該方法控制復(fù)雜且如果不采取保護(hù)措施，輔助開關(guān)易損壞。

耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器（coupled inductor soft-switching ZVT inverter）[4-6]由于其輔助開關(guān)的電流應(yīng)力很小，所以很適合在高功率的場合下應(yīng)用。文獻(xiàn)[7]中通過改變耦合變壓比，可使耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器在一定的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。而且，使用耦合電感復(fù)位諧振電流也取得了較好效果，同時避免了分裂電容復(fù)位諧振電流時帶來的問題。然而，該逆變器存在著勵磁電流的復(fù)位問題。勵磁電流如果不能可靠復(fù)位，可能引起耦合電感磁心飽和。

為解決勵磁電流的復(fù)位問題，文獻(xiàn)[8]在諧振回路中串入一個飽和電感（saturable inductor），飽和電感由于其獨(dú)特的磁滯特性可以當(dāng)作開關(guān)使用。該方法保留了基本耦合電感軟開關(guān)電路的優(yōu)點(diǎn)，但是為了使飽和電感起到應(yīng)有的作用，必須使耦合電感具有足夠大的勵磁電感以減小勵磁電流，便于飽和電感可靠關(guān)斷。飽和電感關(guān)斷勵磁電流時會造成磁心的損耗和發(fā)熱，這樣軟開關(guān)在效率方面做的努力就被飽和電感的損耗抵消了。

文獻(xiàn)[9]提出了另一種復(fù)位勵磁電流的方法。該方法是通過二極管向勵磁電流施加反向復(fù)位電壓，使勵磁電流復(fù)位。與耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器相比，該拓?fù)渲械妮o助二極管并不分擔(dān)諧振電流，諧振電流全部由輔助開關(guān)承擔(dān)，因此輔助開關(guān)的電流應(yīng)力很大，限制了其進(jìn)一步的應(yīng)用。

針對上述不足，文獻(xiàn)[10]提出了一種新型雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其一橋拓?fù)淙鐖D1 所示，一個諧振極里設(shè)置兩個耦合電感，故此得名。該結(jié)構(gòu)繼承了基本耦合電感ZVT 逆變器的優(yōu)點(diǎn)，同時又克服了其存在的不足，即勵磁電流的復(fù)位問題，是一種具有廣泛應(yīng)用前景的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1 新型雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器拓?fù)銯ig.1 The topology of new-type two coupled inductor soft-switching ZVT inverter

軟開關(guān)ZVT 逆變器工作時，輔助開關(guān)先于相應(yīng)的主開關(guān)開通，提前開通的時間通常由固定的延時電路來實(shí)現(xiàn)。當(dāng)負(fù)載電流大小的變化范圍較寬時，這種方法很難保證主開關(guān)的ZVS 性能。例如，負(fù)載電流較小時，延時時間內(nèi)主開關(guān)很快達(dá)到零電壓狀態(tài)，但要等到延時時間到了才能開通，可能導(dǎo)致有效占空比損失；負(fù)載電流較大時，由于耦合電感電流上升到負(fù)載電流以及開始諧振的時間過長，導(dǎo)致主開關(guān)達(dá)到零電壓的時間延長，大于固定的延時時間，當(dāng)延時時間到、主開關(guān)開通時因其兩端的電壓還未諧振到零，因此無法實(shí)現(xiàn)ZVS。為了解決上述問題，提出將固定的延時改為可調(diào)的延時控制[11,12]，基本思路是根據(jù)負(fù)載電流的大小和方向來調(diào)節(jié)延時時間，但是在過零點(diǎn)時負(fù)載電流大小和方向難于判斷，且存在噪聲干擾以及電流調(diào)理電路的偏置問題。

本文提出了一種基于電壓諧振過零檢測電路的可調(diào)延時控制方法，應(yīng)用到新型雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器中，自動調(diào)節(jié)輔助開關(guān)與主開關(guān)之間的延時時間，使主開關(guān)開通恰好發(fā)生在器件電壓降至零的時刻，實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)的自適應(yīng)控制。

2 雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 的工作原理

為了實(shí)現(xiàn)可調(diào)延時控制，結(jié)合圖1 介紹雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器的工作原理。

圖1 中S1、S2分別為同一橋的上、下主開關(guān)；Sx1、Sx2分別為S1、S2的輔助開關(guān)；Tr1、Tr2為兩個耦合電感，Lm1、Lr1分別為Tr1的勵磁電感和漏電感，Lm2、Lr2分別為Tr2的勵磁電感和漏電感；C1、C2為諧振電容；VDx1～VDx6為輔助二極管。

圖2 為主、輔助開關(guān)的控制信號以及主要的電壓和電流波形，其中PWM 為來自控制器的脈寬調(diào)制信號；ugs1、ugs2、ugsx1、ugsx2分別為主開關(guān)S1、S2和輔助開關(guān)Sx1、Sx2的控制信號，其時序邏輯下節(jié)將有詳細(xì)敘述；Io是負(fù)載電流，分析軟開關(guān)過程時可近似看作常量；iLr是諧振電流；uce1為主開關(guān)S1上的電壓；uLm1、iLm1分別為Tr1勵磁電感上的電壓和電流。

圖2 控制信號時序和主要波形Fig.2 The control signal time-logic and major waveforms

假設(shè)電路初始狀態(tài):t0時刻之前，S1處于斷態(tài)、S2處于通態(tài)（按圖中電流方向，實(shí)際上是VD2導(dǎo)通）。

（1）模態(tài)[t0～t1]:t0時刻，主開關(guān)S2零電壓關(guān)斷，負(fù)載電流Io經(jīng)反并聯(lián)二極管VD2續(xù)流。

（2）模態(tài)[t1～t2]:t1時刻，主開關(guān)S1的輔助開關(guān)Sx1受控開通，與此同時，二極管VDx3也開始導(dǎo)通，使耦合電感Tx1中的電流iLr線性增加，勵磁電流iLm1從零開始建立。

（3）模態(tài)[t2～t3]:t2時刻，電流iLr上升到與負(fù)載電流Io相等，此后漏感和諧振電容C1、C2開始諧振，iLr繼續(xù)增加，C2充電，C1放電。因此S1兩端電壓uce1開始下降、同理S2兩端電壓uce2開始上升。

（4）模態(tài)[t3～t4]:t3時刻，C2的充電電壓上升到直流側(cè)電壓Udc，C1則放電到電壓為零，即uce1下降到零，此時控制S1零電壓開通，諧振電流iLr開始下降。

（5）模態(tài)[t4～t5]:t4時刻，輔助二極管VDx3自然關(guān)斷，諧振電流iLr下降到勵磁電流值iLm1，由于此后繞組上的電壓uLm1為零，因此此階段勵磁電流值iLm1保持不變。

（6）模態(tài)[t5～t6]:t5時刻，輔助開關(guān)Sx1受控關(guān)斷，二極管VDx4續(xù)流開通，勵磁電流iLm1開始復(fù)位。因?yàn)閺?fù)位電壓等于直流側(cè)電壓Udc，因此iLm1迅速復(fù)位到零。

（7）模態(tài)[t6～t7]:t6時刻，勵磁電流iLm1復(fù)位到零，二極管VDx4自然關(guān)斷，這一階段主開關(guān)S1流經(jīng)全部負(fù)載電流。

（8）模態(tài)[t7～t8]:t7時刻，S1零電壓關(guān)斷，負(fù)載電流Io轉(zhuǎn)而流經(jīng)C1、C2，即對C1充電、C2放電，uce1開始上升、uce2開始下降。

（9）模態(tài)[t8～t9]:t8時刻，C1充電完畢，端電壓uce1上升到Udc。C2放電完畢，uce2下降至零，負(fù)載電流由二極管VD2續(xù)流。

（10）模態(tài)[t9～t0]:t9時刻S2零電壓開通，考慮到負(fù)載電流的方向，實(shí)際上自t8時刻以后，一直是VD2續(xù)流承擔(dān)全部負(fù)載電流，電路中各量未發(fā)生變化。在此期間Sx2受控開通，但因這一階段并未發(fā)生諧振，亦即Sx2雖已開通卻無電流流過，屬于零電流開通。

當(dāng)負(fù)載電流反向時，工作原理和波形與上述相似，不再贅述。

3 可調(diào)延時控制的自適應(yīng)軟開關(guān)技術(shù)

圖3 給出了新型雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)可調(diào)延時控制的原理圖。不失一般性，仍以 S1為例說明。因諧振電容C1與S1并聯(lián)，S1總是可以實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，因此，以下主要分析如何自適應(yīng)調(diào)節(jié)延時時間使S1實(shí)現(xiàn)零電壓開通。如上節(jié)所述，在模態(tài)[t2～t3]，當(dāng)電流iLr上升到與負(fù)載電流Io后，漏感和諧振電容C1、C2開始諧振，iLr繼續(xù)增加，C2充電，C1放電。亦即t2時刻，uce1開始下降直至t3時刻減小到零。此時如果控制S1開通，則S1即為零電壓開通。

圖3 主開關(guān)和輔助開關(guān)的控制邏輯圖Fig.3 The control logic for main and auxiliary switches

為此，本文提出如圖3 所示的開關(guān)控制邏輯、實(shí)現(xiàn)可調(diào)延時控制的硬件實(shí)現(xiàn)方案。由DSP 輸出的PWM 開關(guān)信號，經(jīng)死區(qū)時間（為避免同一橋上下兩管直通而引入的延時）延時后去控制輔助開關(guān)Sx1開通（對應(yīng)圖2 中的t1時刻）。Sx1開通后主開關(guān)S1何時開通則通過檢測S1兩端的電壓uce1，當(dāng)uce1接近0 時控制S1零電壓開通。圖3 中，將經(jīng)過二極管VD1阻斷高壓后的uce1與基準(zhǔn)電壓Uref經(jīng)高速電壓比較器比較，當(dāng)uce1降至基準(zhǔn)電壓Uref，比較器輸出翻轉(zhuǎn)變高，經(jīng)與門和或門后ugs1變高，此時即可控制S1零電壓開通（對應(yīng)圖2 中的t3時刻）?？紤]到高速電壓比較器以及邏輯電路的響應(yīng)時間，Uref可設(shè)置成略大于0 的值，比如設(shè)置成2V。為了防止uce1檢測電路在過零點(diǎn)附近的抖動、引起開關(guān)噪聲，高速電壓比較器最好設(shè)計成滯環(huán)比較器。本文中高速電壓比較器選用AD 790，uce1的檢測比較電路如圖4 所示。

圖4 主開關(guān)集射極電壓檢測比較電路Fig.4 The detecting circuit of collector-to-emitter voltage for main switch

輔助開關(guān)Sx1在PWM 開關(guān)信號變低時關(guān)斷，而S1則經(jīng)復(fù)位時間延時后零電壓關(guān)斷（對應(yīng)圖2 中的模態(tài)[t5～t7]），保證耦合電感的勵磁電流可靠復(fù)位。

4 耦合電感設(shè)計

耦合電感實(shí)際上是一個雙繞組變壓器，如圖1中虛線框里的Tr1、Tr2，為耦合電感的完整等效模型。除了理想模型中的一次、二次繞組外，圖中還考慮了各自的勵磁電感和諧振電感。勵磁電感與一次繞組并聯(lián)。其中，勵磁電感限制勵磁電流，諧振電感與諧振電容在軟開關(guān)過程中參與諧振。

4.1 一次、二次繞組匝數(shù)計算

由于在模態(tài)[t1～t4]期間，施加到勵磁電感上的電壓為Udc/(1+n)，勵磁電流線性上升。因此，一次繞組的匝數(shù)為

式中，Ae為由磁心型號決定的有效磁心截面積；B為磁心材料的磁感應(yīng)強(qiáng)度，本文選擇ETD 型鐵氧體磁心。n為電壓比（n=N2/N1）。為了實(shí)現(xiàn)ZVT 軟開關(guān)，n一般在1.2～1.5 之間取值[7,10]。

確定n之后，結(jié)合式（1）即可確定二次繞組匝數(shù)N2。

4.2 漏感與諧振電感的關(guān)系

制作耦合電感時一般先繞一次繞組，再繞二次繞組，一次、二次繞組之間加絕緣層。漏感大小與一次、二次繞組之間的絕緣層厚度有關(guān)。將二次漏感折算到一次側(cè)，總的漏感可由下式確定。

式中，l為每匝線圈的平均長度；H為整個繞組的高度；h1一次繞組寬度；h2為一次、二次繞組之間的絕緣層厚度；h3為二次繞組寬度。

諧振電感Lr與漏感Llk有如下關(guān)系[10]:

設(shè)計中首先確定諧振電感Lr，此時要折中考慮電流應(yīng)力di/dt和主開關(guān)最小開通時間限制。然后根據(jù)式（3）計算漏感Llk，并通過式（2）計算h2。由于式（2）中的參數(shù)有些難以得到準(zhǔn)確值，只能估算，因此計算得到的h2不一定準(zhǔn)確，只能作為設(shè)計參考，實(shí)際制作耦合電感時要反復(fù)調(diào)整h2，通過LCR 測試儀測量得到漏感的準(zhǔn)確值，并最終確定諧振電感。

5 仿真和實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證上述方案的可行性，設(shè)計和調(diào)試了一套5 kW 的單相并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。該并網(wǎng)逆變器采用隔離式兩級變換的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即前級的交錯并聯(lián) DC-DC 變換器[13]和后級雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器。其中輸入與輸出的隔離是通過前級變換器中的高頻變壓器實(shí)現(xiàn)，從而避免了非隔離型并網(wǎng)逆變器必須解決的漏電流問題。

首先對主開關(guān)采用固定延時和本文提出的自適應(yīng)可調(diào)延時方法分別進(jìn)行了仿真研究，并對仿真結(jié)果進(jìn)行了分析比較。

圖5 是不同負(fù)載電流Io時采用固定延時方式的仿真波形。仍以S1為例，仿真采用的固定延時為1μs，即主開關(guān)S1在輔助開關(guān)導(dǎo)通1μs 后控制開通。當(dāng)Io較小，即Io=3.2A 時，uce1很快達(dá)到零電壓狀態(tài)，而S1卻要等到固定延時時間1μs 后才能受控開通，導(dǎo)致有效占空比損失，如圖5a 所示；當(dāng)Io較大，即Io=19.5A 時，固定延時1μs 后顯然uce1還遠(yuǎn)未降至零，此時控制S1開通則必然失去零電壓開通的條件，導(dǎo)致開通損耗上升，如圖5b 所示?？梢姰?dāng)輸出功率較大、輸出電流變化范圍較大時，采用固定延時的方法比較困難，無論如何選擇延時時間，要么太長（相對于較小的Io）、要么太短（相對于較大的Io），無法實(shí)現(xiàn)真正意義上的ZVS，從而影響效率的提升。

圖5 采用固定延時方法的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms with fixed delay control

圖6 是不同負(fù)載電流Io時采用自適應(yīng)可調(diào)延時方式的仿真結(jié)果。輔助開關(guān)Sx1開通后，通過實(shí)時檢測uce1來控制S1的開通時刻。圖6a 為Io=3.2A 時仿真結(jié)果，uce1經(jīng)0.849μs 降至零；圖6b 為Io=19.5A時仿真波形，uce1經(jīng)1.197μs 降至零。亦即當(dāng)Io分別為3.2A 和19.5A 時，S1滯后Sx1開通的時間分別調(diào)整為0.849μs 和1.197μs，從而保證無論Io大小如何變化，都能保證主開關(guān)的ZVS 條件，實(shí)現(xiàn)真正意義上的軟開關(guān)。

圖6 采用自適應(yīng)可調(diào)延時方法的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms with adaptive variable timing control

雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器實(shí)驗(yàn)時采取的主要參數(shù)見下表。前已述及，圖1 是其一橋拓?fù)?，與圖1 完全相同的兩套拓?fù)浼纯蓸?gòu)成單相全橋，主開關(guān)橋的中點(diǎn)、經(jīng)LC 低通濾波器濾波后產(chǎn)生交流輸出。

表 ZVT 逆變器的主要參數(shù)Tab. Major parameters of ZVT inverter

實(shí)驗(yàn)時樣機(jī)的直流輸入電源由Sorensen 公司的可編程直流電源 SGA60—250D 提供，輸入電壓50～55V；然后由前級變換器升壓至400V 作為后級ZVT 逆變器的直流輸入電壓。后級ZVT 逆變器采用DSP TMS320F28335 控制，輸出的PWM 開關(guān)信號經(jīng)圖3 的延時控制邏輯后分別去控制4個主開關(guān)和4個輔助開關(guān)。

將實(shí)驗(yàn)樣機(jī)工作在獨(dú)立供電方式，逆變器輸出經(jīng)LC 低通濾波器后接一個可調(diào)電阻作為負(fù)載，來測試軟開關(guān)ZVT 逆變器的性能。

圖7 H 橋輸出電壓及電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of H-bridge output voltage and current

圖8 采用自適應(yīng)可調(diào)延時方法的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms with adaptive variable timing control

圖7 和圖8 給出了相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)波形。其中，圖7 給出了輸出功率1.4kW 時后級變換器H 橋輸出的PWM 電壓波形以及濾波后的輸出負(fù)載電流波形。圖8 給出了不同負(fù)載電流Io時采用自適應(yīng)可調(diào)延時方式的實(shí)驗(yàn)波形，其中，圖8a 和圖8b 的負(fù)載電流分別為0.3A 和7.6A。分析比較圖8a 和圖8b，可以明顯看出耦合電感諧振電流峰值與負(fù)載電流大小有關(guān)，負(fù)載電流越大，諧振電流峰值越高，主開關(guān)電壓降至零的時間越長；反之則越短。但是由于采用了自適應(yīng)可調(diào)延時方法，無論負(fù)載電流大小如何，主開關(guān)總可以實(shí)現(xiàn)零電壓（ZVS）開關(guān)，實(shí)驗(yàn)波形與仿真結(jié)果相吻合。而且，主開關(guān)關(guān)斷時集射電壓并沒有明顯的過沖，電壓應(yīng)力很小，可見，軟開關(guān)在降低開關(guān)損耗、提高效率的同時，也優(yōu)化了開關(guān)的運(yùn)行環(huán)境，降低了電磁干擾。當(dāng)輸出由輕載到額定變化時，實(shí)測該并網(wǎng)逆變器后級軟開關(guān)逆變器的效率維持在98%左右，這是硬開關(guān)電路以及采用固定延時方法的ZVT 軟開關(guān)所無法實(shí)現(xiàn)的。

6 結(jié)論

新型雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器繼承了基本耦合電感軟開關(guān)逆變器的優(yōu)點(diǎn)，且解決了勵磁電流的復(fù)位問題，應(yīng)用前景廣闊。本文提出了一種基于電壓諧振過零檢測電路的可調(diào)延時控制方法，應(yīng)用到新型雙耦合電感軟開關(guān)ZVT 逆變器中，實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)的零電壓開關(guān)自適應(yīng)控制?？梢缘玫饺缦陆Y(jié)論:

（1）本文提出的基于電壓諧振過零檢測方法自適應(yīng)地調(diào)節(jié)輔助開關(guān)與主開關(guān)之間的延時時間，使主開關(guān)零電壓開通恰好發(fā)生在器件電壓降至零的時刻。與固定延時時間方法相比，該法確保當(dāng)負(fù)載由輕載到額定變化時都能實(shí)現(xiàn)零電壓軟開關(guān)，使逆變器高效運(yùn)行。

（2）輔助開關(guān)的電流應(yīng)力更小。

（3）耦合電感的勵磁電流電流能可靠、迅速復(fù)位，避免磁心飽和。

（4）零電壓檢測電路以及主、輔開關(guān)控制邏輯完全可以結(jié)合驅(qū)動電路通過硬件實(shí)現(xiàn)，無需DSP 干預(yù)，亦即無需更改DSP 程序，即可方便地將硬開關(guān)逆變器程序移植過來，從而縮短新產(chǎn)品開發(fā)周期。

目前，自適應(yīng)可調(diào)延時控制的雙耦合電感ZVT軟開關(guān)逆變器已應(yīng)用到隔離式兩級變換單相并網(wǎng)逆變器中，還將應(yīng)用到軟開關(guān)型固態(tài)變壓器中。

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