1 引言

全橋變換器拓?fù)涫菄?guó)內(nèi)外 DC-DC變換器電路中最常用的電路拓?fù)渲唬谥写蠊β蕬?yīng)用場(chǎng)合更是首選拓?fù)洌玫搅藦V泛的研究[1-3]。其中，全橋移相零電壓開關(guān) DC-DC變換器的研究更是熱門，它采用移相控制方式，使變換器既保持了 PWM技術(shù)恒頻占空比調(diào)節(jié)的優(yōu)點(diǎn)，又實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)，從而達(dá)到減小開關(guān)損耗，降低開關(guān)管的電流和電壓應(yīng)力的目的[4,5]。但也存在滯后橋臂零電壓開關(guān)范圍窄、占空比丟失嚴(yán)重、輸出整流二極管反向電壓過沖、轉(zhuǎn)換效率較低等不足之處[6-12]。目前，不少學(xué)者針對(duì)其缺點(diǎn)提出了改進(jìn)的方法，如文獻(xiàn)[12]利用了一個(gè)由耦合電感和電容組成的輔助網(wǎng)絡(luò)，以增加變換器的零電壓負(fù)載范圍。但在此電路中并無(wú)任何抑制變壓器一次電壓過沖的措施，且耦合電感繞制困難，品質(zhì)難以保證。

本文提出一種采用無(wú)損緩沖電路的全橋 ZVS PWM DC-DC變換器。在此變換器中，滯后橋臂上并聯(lián)一個(gè)輔助電路，使滯后橋臂容易實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。在變壓器的二次側(cè)增加了一個(gè)無(wú)損緩沖電路，來(lái)限制整流二極管的反向電壓過沖。

本文分析了變換器的軟開關(guān)工作模態(tài)，設(shè)計(jì)了基于TMS320F2812 DSP的數(shù)字控制系統(tǒng)。理論分析及實(shí)驗(yàn)證明，這種新型變換器具有實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)負(fù)載范圍大，輔助電路損耗小等特點(diǎn)。

2 工作原理

圖1為采用無(wú)損緩沖電路的ZVS PWM DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1 采用無(wú)損緩沖電路全橋ZVS PWM DC-DC變換器Fig.1 Full bridge ZVS PWM DC-DC converter with non-dissipative buffer circuit

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在滯后橋臂上并聯(lián)了一個(gè)輔助電路，當(dāng)滯后橋臂開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，ip和 ia同時(shí)給開關(guān)管并聯(lián)電容充放電，使之在各種工作狀態(tài)下，均能提供足夠的能量來(lái)抽走將要開通的開關(guān)管并聯(lián)電容上的電荷，創(chuàng)造零電壓條件。為了分析電路的工作過程，假設(shè)所有器件均是理想的，輸出濾波電感足夠大，變換器工作于額定負(fù)載。變換器每半個(gè)開關(guān)周期有10個(gè)工作模態(tài)，其主要波形如圖2所示。各個(gè)階段的工作模態(tài)如圖3所示，下面對(duì)變換器的各個(gè)工作模態(tài)進(jìn)行分析。

在t0時(shí)刻，VD3和Q4導(dǎo)通，UAB電壓為零，變壓器一次電流處于續(xù)流狀態(tài)。輔助電感 La電流 ia也處于續(xù)流狀態(tài)，它流過Q4和VD6。

（1）模態(tài) 1[t0～t1]。在 t0時(shí)刻，Q4關(guān)斷，ia、ip同時(shí)給C4充電，給C2放電，由于C2和C4的存在，Q4是零電壓關(guān)斷。此時(shí)UAB=-UC4，UAB由零變?yōu)樨?fù)，一次電流減小，整流二極管VD7和VD8同時(shí)導(dǎo)通，將變壓器二次繞組短接，這樣變壓器一次、二次繞組電壓均為零。t1時(shí)刻，C4的電壓上升到Uin，VD2導(dǎo)通，該模態(tài)結(jié)束。

圖2 主要工作波形Fig.2 Operating waveforms

圖3 變換器的工作模態(tài)Fig.3 Operation modes of converter

（2）模態(tài) 2[t1～t2]。在 t1時(shí)刻，VD2導(dǎo)通，將Q2的電壓鉗在零位，Q2可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。此時(shí)加在變壓器漏感和諧振電感La兩端的電壓均為-Uin，所以一次電流和諧振電感La上的電流均下降，且由于變壓器漏感很小，所以一次電流將很快下降為零并反向增加，達(dá)到減小占空比丟失的目的。t2時(shí)刻，一次電流反向增加到負(fù)載電流在一次側(cè)所對(duì)應(yīng)的值，該模態(tài)結(jié)束。

（3）模態(tài)3[t2～t3]。在t2時(shí)刻，整流二極管VD7關(guān)斷，VD8流過全部負(fù)載電流，C7開始與變壓器漏感諧振，其關(guān)系滿足

，Lr為變壓器漏感等效到二次側(cè)的值。t3時(shí)刻UC7上升到峰值4Uin/n，VD7的電壓與C7的電壓基本相等，從而VD7的反向電壓被限制在0～4Uin/n之間。此時(shí)段內(nèi)電感 Lg上的電壓為兩個(gè)二極管的正向?qū)▔航?2Uf，Lg處于放電狀態(tài)。諧振電感La的電流繼續(xù)下降。

（4）模態(tài)4[t3～t4]。在t3時(shí)刻，C7開始通過VD11和Lg放電，Lg的電壓變?yōu)?2Uin/n，然后線性下降。在t4時(shí)刻，C7的電壓下降為2Uin/n，放電回路截止，Lg上的電壓恢復(fù)為2Uf，此模態(tài)結(jié)束。

（5）模態(tài) 5[t4～t5]。諧振電感 La的電流繼續(xù)下降，到t5時(shí)刻下降為零。此時(shí)段內(nèi)電感Lg上的電壓為2個(gè)二極管的正向?qū)▔航?Uf，Lg處于放電狀態(tài)。

（6）模態(tài) 6[t5～t6]。t5時(shí)刻，La與輔助電容 C5和 C6開始諧振工作，ia反向增加，給 C5放電，C6充電。t6時(shí)刻，C6的電壓上升到輸入電源電壓，C5的電壓下降為零，此模態(tài)結(jié)束。在此模態(tài)中，Lg處于放電狀態(tài)。

（7）模態(tài) 7[t6～t7]。到 t6時(shí)刻，C6的電壓上升到輸入電源電壓，C5的電壓下降為零，此時(shí) VD5導(dǎo)通，一直到t7時(shí)刻關(guān)斷Q3，該模態(tài)結(jié)束。

（8）模態(tài) 8[t7～t8]。在 t7時(shí)刻，Q3關(guān)斷，電流ip將給 C3充電，C1放電，Q3為零電壓關(guān)斷。此階段，變壓器一次、二次電壓均下降。由于之前儲(chǔ)存在C7上的電壓為 2Uin/n，所以此時(shí) C7將通過 VD11和Lg放電，Lg的電壓變?yōu)?2Uin/n，然后下降。由于電容C7的作用，變壓器二次電壓的下降速度將慢于一次電壓。在t8時(shí)刻，C3、C1充放電完畢，一次電壓下降為零，該模態(tài)結(jié)束。

（9）模態(tài) 9[t8～t9]。在此階段，一次電流流過Q2和 VD1，Q1可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通，電容 C7繼續(xù)放電。t9時(shí)刻，C7電壓下降為零，該模態(tài)結(jié)束。

（10）模態(tài)10[t9～t10]。在t9時(shí)刻，C7的電壓下降為零。此后，電感Lg的電壓恢復(fù)為2Uf，Lg處于放電狀態(tài)。到t10時(shí)刻，關(guān)斷Q2，該模態(tài)結(jié)束。

至此，半個(gè)周期的工作模態(tài)結(jié)束，后半個(gè)周期工作情況和前半個(gè)周期相似。

3 輔助電路的參數(shù)設(shè)計(jì)

為了在輕載時(shí)保持全橋電路的ZVS狀態(tài)，需要輔助諧振電感中存儲(chǔ)有足夠的能量來(lái)完成橋臂電容的充放電。以Q2和 Q4組成的滯后橋臂為例，必須滿足

式中，C2和 C4為與 Q2和 Q4并聯(lián)的電容；CMOS為MOS結(jié)電容，它是一個(gè)非線性電容，其電容值反比于其兩端電壓的平方根。對(duì)并聯(lián)的輔助電路進(jìn)行分析，設(shè)其上電容C5=C6=Ca，則有

一般要求其諧振過程必須在工作周期 T的 1/2時(shí)間內(nèi)完成，即

而在變壓器二次輔助網(wǎng)絡(luò)中，令C7=C8=Cr，由式（1）可以得到電容 Cr的充電時(shí)間 tcharge（與圖 2中的時(shí)間段t2～t3對(duì)應(yīng)）為

此時(shí)間段應(yīng)遠(yuǎn)小于系統(tǒng)的開關(guān)周期。再根據(jù)諧振電感Lg上的電壓在半個(gè)周期內(nèi)的平均值為零，對(duì)其進(jìn)行分析，可得到電感Lg上的電流為

此電流過小會(huì)拖長(zhǎng)電容放電時(shí)間，過大則會(huì)增加輔助諧振電路的損耗，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況折中考慮。根據(jù)式（2）～式（6），可對(duì)輔助電路的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)基于TMS320F2812 DSP的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。通過數(shù)字控制芯片可以實(shí)現(xiàn)快速、靈活的控制，進(jìn)一步提高電源設(shè)備的控制精度及可靠性[13,14]。實(shí)驗(yàn)電路的主要電量參數(shù)為：Uin=100V(1±20%)，Uo=24V，Io=3A，主電路開關(guān)管選擇IRF840，C1～C4是開關(guān)管結(jié)電容，并聯(lián)輔助電路中的電容 C5=C6=2.2nF，La=690μH，變壓器電壓比 n=N1:N2=3:1，C7=C8=4.7nF，整流二極管和 VD11、VD12選用 MUR1640CT，VD5、VD6、VD9和 VD10選用 MUR460，Lg=865μH，Lf=137μH，Cf=30μF。

圖 4a是變換器工作在額定負(fù)載時(shí)的超前橋臂開關(guān)管 Q1的驅(qū)動(dòng)和漏源電壓波形。在開關(guān)管開通前，漏源極電壓已經(jīng)下降到零；而關(guān)斷時(shí)，由于開關(guān)管內(nèi)結(jié)電容的作用，漏源電壓從零開始緩慢上升。Q1很好地實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)。

圖 4b是變換器工作在 10%額定負(fù)載時(shí)滯后橋臂開關(guān)管Q2的驅(qū)動(dòng)和漏源電壓波形。由于在滯后橋臂并聯(lián)了輔助電路，即便是在輕載狀況，Q2依然能夠很好地工作在零電壓狀態(tài)，證明了該變換器零電壓開關(guān)負(fù)載范圍寬的特點(diǎn)。

圖4 實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experimental waveforms

圖 4c為無(wú)緩沖電路時(shí)變壓器二次整流后的電壓波形，有大約 60%的電壓過沖。而圖 4d為加入緩沖電路時(shí)變壓器一次及二次整流后的電壓波形。一次電壓幅值為100V，二次整流后電壓幅值為30V左右，大約有20%的電壓過沖，且占空比丟失很小。可見緩沖電路的作用明顯。

圖4e為滯后橋臂輔助并聯(lián)電路C5的電壓波形。圖 4f為 La的電流波形。可以看出，與滯后橋臂并聯(lián)的輔助電路的工作情況跟理論分析相符。

圖4g為變壓器一次電流波形。圖4h為整流二極管VD7電壓波形。從圖中可以看出，通過在變壓器二次側(cè)加入無(wú)損緩沖電路，整流二極管的反向電壓被限制在4Uin/n以內(nèi)，整流二極管反向電壓的最大值由輸入電壓 Uin和電壓比 n決定。此處的電壓峰值大約為130V，與理論分析一致。

圖 4i 是當(dāng)電流達(dá)到額定值時(shí)，輸出電壓紋波的實(shí)驗(yàn)波形。其峰-峰值大約為50mV，紋波系數(shù)為0.2%，輸出紋波較小。

圖5為根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果得到的變換器效率曲線，加入緩沖電路后的變換器效率高于無(wú)緩沖電路時(shí)的變換器效率。當(dāng)變換器工作在額定負(fù)載時(shí)，其效率達(dá)到85.9%。

圖5 變換器效率曲線Fig.5 Efficiency of the converter

5 結(jié)論

本文提出的采用無(wú)損緩沖電路的 ZVS DC-DC變換器的工作頻率為100kHz，所有開關(guān)管都能實(shí)現(xiàn)寬負(fù)載范圍的零電壓開關(guān)狀態(tài)。滯后橋臂并聯(lián)的輔助電路有效地加寬了其零電壓工作范圍，減小了二次側(cè)占空比的丟失；變壓器二次側(cè)增加的無(wú)損緩沖電路限制了整流二極管的反向電壓過沖。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性及此技術(shù)方案的可行性。

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