陳明彩 CHEN Ming-cai

（山東科技職業(yè)學院，濰坊 261053）

（Shandong Vocational College of Science&Technology，Weifang 261053，China）

0 引言

在我國陸地和海上風能資源十分豐富。同陸地風力資源相比，海上風電具有風速高，范圍廣，渦流強度較小等優(yōu)點。所以，我國把大力發(fā)展海上風力發(fā)電項目作為未來風力發(fā)電的重點。但是，由于海上風力發(fā)電場一般都距離陸地較遠，再加上風能具有間歇性和不可控性，所以如何把海上風電高效、安全可靠的送到負荷中心是我們需要重點研究的一個課題[1]。

基于此，本文采用了一種十分適合海上輕型直流輸電的拓撲結構—模塊化多電平變換器。MMC是由德國西門子公司于2002年提出的一種新型的多電平拓撲結構并成功應用在高壓直流輸電領域，MMC輸出電壓高、諧波畸變小，模塊化結構具有較強的故障容錯能力，并且即可實現(xiàn)AC/DC整流變換，也可實現(xiàn)DC/AC逆變變換。MMCHVDC技術作為目前國際上高壓直流輸電領域的研究熱點。研究基于海上風力發(fā)電的MMC-HVDC輸電技術具有十分重要的現(xiàn)實意義。

將MMC應用在高壓直流輸電領域，需要重點解決兩個問題：有功功率和無功功率解耦控制[2]和MMC子模塊電容電壓平衡控制。本文提出了一種新型的功率解耦控制策略和電容電壓均衡控制算法。

1 MMC-HVDC拓撲結構

如圖1所示為海上風力發(fā)電場與電網(wǎng)相連接的MMC-HVDC系統(tǒng)結構圖。圖中的兩個換流站均采用MMC拓撲結構，風力發(fā)出的三相交流電首先通過MMC1整流變換，然后通過長距離輸電電纜傳輸?shù)侥孀儞Q流站MMC2，MMC2輸出三相交流電并到電網(wǎng)。為了簡化模型，本文將風電場的輸出等效為理想電壓源。

圖1 MMC-HVDC主拓撲結構

2 MMC數(shù)學模型

如圖2所示為MMC拓撲結構，MMC有6個橋臂構成，其中每個橋臂有若干個相互連接且結構相同的子模塊（sub module,SM）與一個電抗器串聯(lián)構成，上下兩個橋臂構成一個相單元。6個橋臂具有對稱性，各子模塊的電氣參數(shù)和橋臂電抗值都是相同的。

圖2 MMC電路拓撲結構

為了保證直流側母線電壓的恒定，對于任意一相任意時刻必須保證投入的模塊數(shù)相同且等于n，即上橋臂投入一個模塊，下橋臂必須切除一個模塊或者上橋臂切除一個模塊，下橋臂投入一個模塊，否則會引起相間環(huán)流和相內(nèi)模塊電容電壓大幅度波動[3]。

由MMC拓撲結構可知，在任意時刻，直流側電壓Udc由各相上、下橋臂中處于輸出狀態(tài)的子模塊和兩電抗器LS共同承擔。即滿足：

上式中，Udc為直流側母線電壓，ipx和inx分別是第x相上、下橋臂電流。其中x=a，b，c。理論上，MMC中每相處于輸出狀態(tài)的子模塊個數(shù)恒定不變且個數(shù)為該相子模塊數(shù)目的一半，即為n。若Mx設為x相上橋臂中處于輸出狀態(tài)的子模塊數(shù)，Px相下橋臂中處于輸出狀態(tài)的子模塊數(shù)，則滿足：

正常運行過程中，MMC三相之間能量分配的不均勻?qū)a(chǎn)生相間環(huán)流，設流過第x相的環(huán)流為izx，方向如圖所示。由于MMC結構的嚴格對稱，可視為能量在上下橋臂均分，所以可以得出如下方程式[4]：

上式為MMC輸出電壓的動態(tài)數(shù)學模型，通過控制上、下橋臂的子模塊的投入狀態(tài)來輸出所需要的三相交流電壓。當變流器穩(wěn)態(tài)運行時，忽略直流電壓的波動和限流電感上的壓降，由其引起的誤差通過控制系統(tǒng)閉環(huán)環(huán)節(jié)加以校正。

3 功率傳輸控制

本文采用電壓電流雙閉環(huán)控制方式控制風場和電網(wǎng)側變流器協(xié)調(diào)運行。要想實現(xiàn)功率的傳輸控制，需要建立數(shù)學模型設法對有功功率和無功功率進行分別控制。本文采用的電壓電流雙閉環(huán)控制中電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)均采用PI調(diào)節(jié)。電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出為內(nèi)環(huán)有功電流（d軸）和無功電流（q軸）的參考值。為了使d軸和q軸迅速跟蹤外環(huán)電壓調(diào)節(jié)器輸出，內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制，控制框圖如圖3所示。

圖3 功率解耦控制框圖

由圖3可列出如下KVL方程：

上式中，ud、uq分別為風力發(fā)電機相電壓在d-q旋轉(zhuǎn)坐標系下的d-q分量，udo、uqo分別為MMC交流輸出端相電壓在d-q旋轉(zhuǎn)坐標系下的d-q分量，id、iq分別是MMC交流側三相電流在d-q旋轉(zhuǎn)坐標系下的d-q分量，ω為電網(wǎng)電壓角頻率，是通過PLL鎖相環(huán)對電網(wǎng)電壓鎖相得到的。再通過解耦控制最終可以得到以下控制方程：

4 電容電壓平衡控制

如何保障MMC各懸浮、獨立的直流電容電壓的穩(wěn)定是其正常工作的基本要求。為了實現(xiàn)MMC各子模塊電容電壓的穩(wěn)定控制，本文提出了一種新型的電容電壓平衡控制算法。該算法可以分為兩部分：能量均分控制和電壓均衡控制。

4.1 能量均分控制 能量均分控制就是使各子模塊電容電壓的平均值跟蹤它的參考值，從而控制MMC相間環(huán)流的大小使能量均勻的分配到各子模塊中。如圖4為能量均分控制的控制框圖。

圖4 能量均分控制框圖

平均控制得到的電壓調(diào)制參考值為：

當v*大于平均值時上升，結果影響電流內(nèi)環(huán)，迫使izx跟蹤。最終目標是為通過控制izx使得子模塊平均值跟蹤其參考值v*而不受交流側電流的影響。

4.2 電壓均衡控制 電壓均衡控制的目的就是使MMC各子模塊電容電壓跟蹤其參考值，其控制框圖如圖5所示。對于x相上、下橋臂子模塊的電壓控制修正量為如下表達式[13]：

當參考電壓的值v*大于等于電容電壓upxi（unxi）的值時，由于upxi（unxi）值為正，為了使子模塊中的電容電壓迅速接近參考電壓，子模塊需要從直流側吸收電能。如果電流值ipx（inx）為正值，這時得到的電容電壓修正量Δvpxi（Δvnxi）為正，這時就會控制開關器件來改變子模塊的狀態(tài)，使電容的充電時間延長；當電流值ipx（inx）為負時，這時得到的電容電壓修正量Δvpxi（Δvnxi）為負。此時就會對開關器件進行相應控制，減小電容放電時間。當v*

圖5 電壓均衡控制框圖

5 仿真與實驗結果分析

在MATLAB/SIMULINK中搭建MMC-STATCOM仿真模型，MMC每相帶6個子模塊，上、下橋臂各3個，限流電抗器Ls=2mH,模塊電容C=5000uf,電容電壓參考值設定為200V，濾波電感L=1mH.電網(wǎng)相電壓為110V，載波頻率為5kH。

圖6為MMC采取電容電壓平衡控制后所有子模塊的電容電壓波形，從圖中可以看出所有的電容電壓維持在200V左右，且上下橋臂的波形趨勢相反，這是由于上、下橋臂子模塊投入和切除狀態(tài)互補造成的。證明了上述電容電壓控制策略能夠很好的維持電容電壓平衡。

圖6 MMC子模塊電容電壓

風力發(fā)電一般期望只傳輸用功功率，不傳送無功功率，所以仿真中設定風力發(fā)電機發(fā)出的無功電流參考值為零。仿真結果如圖7所示，從圖中可以看出風力發(fā)電機輸出電壓與輸出電流同相位，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)傳輸電能，驗證了前面提出的解耦控制算法的有效性。

圖7 風力發(fā)電機相電壓和相電流

風力發(fā)電機電流由突然變化時，MMC A相電流的變換曲線如圖8所示。從圖8中可以看出，MMC可以迅速跟蹤上電流變化并達到穩(wěn)定，具有較快的動態(tài)響應速度。

圖8 電流突變情況下風力發(fā)電機相電壓和相電流

6 結語

本文首先分析了基于海上風力發(fā)電的MMC-HVDC的基本工作原理MMC的數(shù)學模型；然后提出了有功和無功功率解耦控制算法和MMC子模塊電容電壓平衡控制策略；最后通過matlab仿真實驗驗證了所提出的控制策略的有效性和正確性。

[1]李響，王志新，劉文晉.海上風電柔性直流輸電變流器的研究與開發(fā)[J].電力自動化設備，2009，29(2)：10.

[2]傅曉帆，周克亮，程明等.風電場并網(wǎng)用VSC-HVDC的無差拍解耦控制策略[J].電工技術學報,2009，24(11):157-164.

[3]M.Hagiwara and H.Akagi,"Control and Experiment of Pulsewidth-Modulated Modular Multilevel Converters,"IEEE Trans.Power Electron.,2009,24(7):1737-1746.

[4]H.Akagi,“Classification,terminology,and application of the modular multilevel cascade converter(MMCC),”IEEE Trans.Power Electron.,2011,26(11):3119-3130.

[5]陳潼,趙榮祥.并網(wǎng)逆變器間接電流解耦控制策略的研究[M].電力電子技術，2006.