許 烽，徐 政，劉高任，黃弘揚(yáng)

（浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，浙江 杭州 310027）

0 引言

伴隨著電力負(fù)荷需求的快速增長(zhǎng)，現(xiàn)有的交流線路傳輸容量已難以滿足發(fā)展要求。而土地資源的限制和時(shí)間、費(fèi)用等問(wèn)題也增加了新建一條線路走廊的困難和不可行性［1-3］。因此，需要選擇其他有效的途徑對(duì)現(xiàn)有交流線路進(jìn)行擴(kuò)容。傳統(tǒng)擴(kuò)容方法有多種，如采用緊湊型輸電線路、提高導(dǎo)線的溫度等級(jí)、裝設(shè) FACTS 設(shè)備等［1，4］。 但是，將交流線路改造成直流的方式更吸引人［5-7］，這種方式不僅具有更大的擴(kuò)容潛力，而且還具有快速控制和網(wǎng)絡(luò)分割能力，能夠緩解交流系統(tǒng)存在的一些問(wèn)題，如短路電流越限、低頻振蕩加劇、故障大范圍傳遞等。

文獻(xiàn)［8］提出了一種三極直流結(jié)構(gòu)，利用特殊的電流調(diào)制策略，能夠更大程度地提高線路改造后的輸電容量，其中，極1和極2采用晶閘管換流器，極3采用由反并聯(lián)晶閘管組成的換流器或反向并聯(lián)的換流閥組成的換流器［8-11］?；緭Q相單元為晶閘管，與傳統(tǒng)直流輸電系統(tǒng)類似，存在換相失敗、過(guò)電壓等問(wèn)題［12-14］，同時(shí)在過(guò)渡過(guò)程中，由于直流電壓和直流電流需要大范圍變化，還存在如下缺陷：

a.直流電流變化伴隨有無(wú)功變化，由于無(wú)功設(shè)備調(diào)節(jié)緩慢，因而會(huì)引起交流系統(tǒng)無(wú)功剩余或不足，產(chǎn)生電壓波動(dòng)；

b.極3在電流調(diào)制過(guò)渡階段，其直流電流需要反向，存在過(guò)零點(diǎn)現(xiàn)象，而傳統(tǒng)直流具有最小直流功率（電流）的要求［15-16］，一般為額定值的 10%左右，因而，過(guò)渡階段容易引發(fā)過(guò)電壓等問(wèn)題；

c.每個(gè)過(guò)渡階段，極3都需要進(jìn)行閉鎖和解鎖動(dòng)作，如果沒(méi)有嚴(yán)格的操作時(shí)序保證，容易引起過(guò)電壓和過(guò)電流。

全橋子模塊 FBSM（Full Bridge Sub-Module）具有輸出+1、0、-1這3種電平的能力，且電流能夠雙向流通，因此，基于全橋子模塊的模塊化多電平換流器（F-MMC）具有直流電壓和直流電流雙向運(yùn)行能力。三極直流的極3需要每間隔一定的周期時(shí)間進(jìn)行一次直流電壓和直流電流的反向變化，必然需要采用具有直流電壓和直流電流雙向運(yùn)行能力的換流器，而F-MMC正是選擇之一。將F-MMC用于極3，則交流側(cè)形成了電網(wǎng)換相換流器 LCC（Line Commutated Converter）和F-MMC并聯(lián)的結(jié)構(gòu)。根據(jù)文獻(xiàn)［17］的表述，電壓源換流器 VSC（Voltage Source Converter）類換流器能優(yōu)化LCC的穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)特性，因此，通過(guò)引入F-MMC，能夠較好地緩解和避免現(xiàn)有三極直流系統(tǒng)的缺陷，提升整個(gè)三極直流系統(tǒng)的運(yùn)行特性。

本文根據(jù)所提出的混合型三極直流系統(tǒng)，針對(duì)轉(zhuǎn)換過(guò)渡階段遇到的無(wú)功（電壓）平衡、電流平衡和電容電壓平衡3個(gè)主要問(wèn)題，提出相應(yīng)的控制策略，并利用PSCAD/EMTDC進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及電流調(diào)制策略

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1（a）是混合型三極直流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖，其由雙極直流和單極直流并聯(lián)組成。與常規(guī)的雙極直流結(jié)構(gòu)不同的是，極1和極2之間的中性點(diǎn)電流不流入大地，而是通過(guò)具有雙向流通能力的極3進(jìn)行回流。其中，極3采用F-MMC，如圖1（b）所示；極 1和極2的換流站都采用12脈動(dòng)晶閘管換流器，如圖1（c）所示，屬于LCC。LCC和F-MMC都具有直流故障自清理能力，因此，混合型三極直流結(jié)構(gòu)適用于架空線輸電。通過(guò)在換流器出口處裝設(shè)平波電抗器，能夠平抑直流紋波，同時(shí)防止雷電等沖擊波進(jìn)入換流站導(dǎo)致器件遭受過(guò)電壓而損壞。

圖1 混合型三極直流輸電系統(tǒng)示意圖Fig.1 Schematic diagram of hybrid tripole HVDC system

1.2 電流調(diào)制策略及其影響

文獻(xiàn)［8-11］對(duì)三極直流系統(tǒng)的電流調(diào)制方法進(jìn)行了具體闡述，電壓電流調(diào)制過(guò)程如圖2所示。其指出，當(dāng)電流調(diào)制比為3.73時(shí)，可以獲得最大傳輸功率，為雙極直流的1.37倍。從圖2可以看出，每個(gè)過(guò)渡階段包含2個(gè)電流調(diào)節(jié)過(guò)程和1個(gè)電壓反向過(guò)程。通過(guò)電流調(diào)節(jié)和電壓反向的錯(cuò)時(shí)處理，可以盡可能地減少整個(gè)過(guò)渡階段的有功功率波動(dòng)，有利于交流系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

圖2 電流調(diào)制時(shí)序圖Fig.2 Sequence chart of current modulation

在2個(gè)電流調(diào)節(jié)過(guò)程中，極1和極2的LCC輪流進(jìn)行直流電流的調(diào)節(jié)變化，極3根據(jù)極1和極2的電流差進(jìn)行補(bǔ)償調(diào)節(jié)，使得此過(guò)程滿足交直流系統(tǒng)間的有功功率平衡。但是，LCC不具有無(wú)功調(diào)節(jié)能力，在電流變化過(guò)程中，會(huì)引發(fā)無(wú)功變動(dòng)，引起公共連接點(diǎn) PCC（Point of Common Coupling）電壓波動(dòng)。因此，需要通過(guò)F-MMC的無(wú)功調(diào)節(jié)能力來(lái)就地平衡此部分變化的無(wú)功，維持PCC電壓穩(wěn)定。在電壓反向過(guò)程中，LCC不作任何變化，F(xiàn)-MMC進(jìn)行極3直流電壓反壓控制。整個(gè)過(guò)程要求極3的直流電流始終維持為0，以免引發(fā)接地電流和有功功率波動(dòng)，同時(shí)，要求F-MMC子模塊的電容電壓保持平衡，防止發(fā)生過(guò)電壓或欠電壓，影響整個(gè)系統(tǒng)的運(yùn)行。因此，根據(jù)上述分析，混合型三極直流系統(tǒng)的整個(gè)過(guò)渡過(guò)程需要著重注意以下3點(diǎn)：①無(wú)功（電壓）平衡；②電流平衡；③FBSM電容電壓平衡。

為更加清楚地描述上述問(wèn)題①和②，采用如圖3所示的三極直流單側(cè)等效模型進(jìn)行說(shuō)明。其中，Ue和δ1、Us和δ2分別是交流等效電源和PCC的電壓幅值和相角；Le是交流系統(tǒng)等效阻抗；Ps和Qs分別是交流系統(tǒng)的有功和無(wú)功功率；Qh是濾波器和無(wú)功補(bǔ)償器輸出的無(wú)功功率；Pi、Qi、Udi和 Idi（i=1，2，3）分別是每極吸收的有功功率、吸收的無(wú)功功率、直流電壓和直流電流。

圖3 三極直流單側(cè)等效模型Fig.3 Unilateral equivalent model of tripole HVDC

對(duì)于無(wú)功（電壓）平衡而言，其目的在于控制PCC電壓Us保持穩(wěn)定不變，利用潮流計(jì)算，可以得到如下表達(dá)式：

通過(guò)消去 δ2，得到：

對(duì)于具體系統(tǒng)而言，Ue、δ1、ω、Le均確定，且圖 2所示的調(diào)制策略可確保過(guò)渡階段Ps基本保持不變。因此，從式（2）可以看出，Qs和Us直接關(guān)聯(lián)，維持Us不變可通過(guò)維持Qs不變實(shí)現(xiàn)。假設(shè)控制能夠維持Us不變，則對(duì)于PCC而言，存在如下無(wú)功方程：

由于Us保持不變，則Qh和Qs也維持不變，進(jìn)而Q0不變。F-MMC無(wú)功平衡控制的目標(biāo)便是控制3個(gè)極吸收的總無(wú)功功率保持不變，即始終滿足Q1+Q2+Q3=Q0。

對(duì)于電流平衡而言，3個(gè)極直流電流的關(guān)系需始終滿足式（5），尤其是過(guò)渡階段，若不滿足，不平衡電流將流過(guò)接地點(diǎn)，三極直流傳輸?shù)挠泄β蕦⒉荒鼙３趾愣ā?/p>

2 LCC控制策略

從圖2可以看出，極1和極2換流站內(nèi)的LCC在過(guò)渡階段需要控制直流電流，同時(shí)為了保證有功平衡，在電流調(diào)節(jié)過(guò)程中，應(yīng)盡量保持3個(gè)極的直流電壓相等，因此，極1和極2的LCC需要分別控制直流電壓和直流電流。本文LCC的控制策略參照國(guó)際大電網(wǎng)會(huì)議（CIGRE）直流輸電標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試系統(tǒng)控制器的結(jié)構(gòu)和參數(shù)［12］。

2.1 整流站

整流站直接沿用CIGRE的控制器，即采用定電流控制和最小觸發(fā)角控制。

2.2 逆變站

逆變站的控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。其中，Udmes、Idmes和γmes分別為直流電壓、直流電流和關(guān)斷角的測(cè)量值；Udref、Idref和 γmin分別為直流電壓、直流電流的參考值和關(guān)斷角最小值；Imarg為電流裕額，一般取Idref的10%。

圖4 逆變站控制框圖Fig.4 Block diagram of inverter station control

上述控制器與CIGRE的控制器的不同點(diǎn)在于：在定電流控制和定關(guān)斷角控制基礎(chǔ)上引入了定電壓控制，非暫態(tài)情況下，定電壓控制作為主控制；控制方式的比較選擇信號(hào)直接采用信號(hào)的偏差量，而不是經(jīng)過(guò) PI環(huán)節(jié)后的信號(hào)。 各偏差量（ΔId、ΔUd、Δγ）經(jīng)過(guò)最大值比較后，1號(hào)端輸出選中方式下的信號(hào)偏差量，2號(hào)端輸出相應(yīng)的PI參數(shù)，再分別輸入PI控制器。由于直流電壓、直流電流和關(guān)斷角單位量綱和額定數(shù)值差異大，不具備直接比較條件，所以設(shè)置了標(biāo)準(zhǔn)化處理環(huán)節(jié)，將比較量歸算至某統(tǒng)一量，進(jìn)而使得各控制方式下的偏差量具有可比性。

3 F-MMC控制策略

F-MMC的等效數(shù)學(xué)模型與MMC相同，上下橋臂的參考電壓可表示如下［18］：

其中，Udref為直流電壓參考值；emref（m=a，b，c）為 m 相內(nèi)部電勢(shì)參考值；udiffm為m相內(nèi)部不平衡電壓。

F-MMC的整體控制結(jié)構(gòu)如圖5所示，采用內(nèi)外環(huán)控制方式。整流站的外環(huán)采用改進(jìn)直流電流控制MCC（Modified direct Current Control）以及交流電壓控制 AVC（Alternating Voltage Control）用于控制直流電流和交流電壓，逆變站采用直流電壓控制DVC（Direct Voltage Control）和AVC用于控制直流電壓和交流電壓。

圖5 F-MMC控制框圖Fig.5 Block diagram of F-MMC control

3.1 MCC

MCC由直流電流控制和直流電壓控制兩部分構(gòu)成，主要目的在于控制極3的直流電流在電壓反向過(guò)程中保持為0。其中，U3ref和I3ref分別為極3直流電壓和電流的參考值；Udmes和Idmes分別為直流電壓和電流測(cè)量值；sc是控制方式選擇信號(hào)，當(dāng)系統(tǒng)處于非電壓反向過(guò)程時(shí)，選擇器MUX輸出電流控制偏差ΔI3并選擇相應(yīng)的PI參數(shù)，反之輸出ΔU3及相應(yīng)PI參數(shù)；sig為極3直流電壓正負(fù)標(biāo)志信號(hào)，表達(dá)如式（7）所示。

如果極3整流站在電壓反向過(guò)程中仍采用電流控制方式。當(dāng)直流電壓參考值開(kāi)始朝著反向變化時(shí)，逆變站的直流電壓能夠通過(guò)DVC跟蹤參考值，隨之變化，但是整流站的直流電壓不會(huì)與逆變站同步變化，原因在于電流控制只有在電流出現(xiàn)偏差的情況下才起作用，當(dāng)整流站和逆變站因電壓偏差導(dǎo)致電流偏差時(shí)，整流站的電流控制器才開(kāi)始起作用，令整流站的直流電壓發(fā)生變化，以維持原直流電流，因而，其直流電壓變化必然慢于DVC的逆變站。上述控制過(guò)程在直流電壓反向過(guò)程中將一直持續(xù)發(fā)生，整流站和逆變站的電壓偏差始終存在而難以消除，進(jìn)而使得極3的直流電流一直存在波動(dòng)而不能維持為0。這一方面會(huì)引起直流功率波動(dòng)，影響交流系統(tǒng)的特性；另一方面，極3波動(dòng)的電流將饋入接地點(diǎn)，對(duì)交流系統(tǒng)和地下金屬設(shè)備產(chǎn)生不利影響。

在電壓反向過(guò)程中，如果MCC的直流電壓控制起作用，由于整流站和逆變站都處于直流電壓控制狀態(tài)，兩者對(duì)于直流電壓的響應(yīng)特性將較為接近，從而達(dá)到間接控制極3的直流電流維持為0的效果。為達(dá)到較好的控制效果，MCC中直流電壓控制相對(duì)應(yīng)的PI參數(shù)選擇也較為簡(jiǎn)單，直接采用逆變站DVC的相同或相近PI參數(shù)即可。

3.2 AVC

根據(jù)1.2節(jié)的闡述，在過(guò)渡階段，為維持交流系統(tǒng)無(wú)功和電壓穩(wěn)定，控制交流電壓和控制無(wú)功功率具有相同的效果。對(duì)于F-MMC而言，控制交流電壓顯得更加直觀簡(jiǎn)潔，因而，本文在無(wú)功控制方面采用交流電壓控制。

在電流調(diào)節(jié)過(guò)程中，LCC吸收的無(wú)功功率會(huì)發(fā)生變化，根據(jù)式（3）可知，要使得交流電壓保持不變，F(xiàn)-MMC的無(wú)功也要作相應(yīng)變化。本文引入穩(wěn)態(tài)逆模型，利用前饋附加控制來(lái)減少調(diào)節(jié)過(guò)程中交流電壓的波動(dòng)幅度。在標(biāo)幺制下，取電網(wǎng)電壓矢量的方向?yàn)閐軸方向，極3無(wú)功表達(dá)式如下：

其中，usd為PCC交流電壓d軸分量；isq為PCC流入F-MMC電流的q軸分量。結(jié)合式（3），可得前饋輸出的無(wú)功電流為：

為加速控制器的響應(yīng)速度，Qi（i=1，2）通過(guò)如下表達(dá)式計(jì)算得到：

其中，Udi、Idi、αi和 μi分別為直流電壓、直流電流、觸發(fā)角和換相角，當(dāng)計(jì)算逆變站吸收的無(wú)功功率時(shí)，只需將觸發(fā)角αi換為關(guān)斷角γi。

圖5中AVC的PI控制器主要為消除靜態(tài)誤差，輸出Δisq與逆模型輸出的預(yù)算值相加作為無(wú)功電流的參考量，采用穩(wěn)態(tài)逆模型和PI控制器相結(jié)合，能夠提高控制器的響應(yīng)速度并消除靜態(tài)誤差。

3.3 調(diào)制策略及F-MMC運(yùn)行模式

3.3.1 調(diào)制策略和電容電壓平衡

F-MMC含有較多的子模塊數(shù)，尤其是在高電壓大容量情況下，為降低損耗，一般采用低頻開(kāi)關(guān)調(diào)制策略。根據(jù)目前研究成果，有3種常用的低頻開(kāi)關(guān)調(diào)制方法：特定諧波消去法SHE（Selective Harmonic Elimination）、空間矢量控制 SVC（Space Vector Control）和最近電平控制 NLC（Nearest Level Control）。正如文獻(xiàn)［19］所分析，本文采用簡(jiǎn)單有效且適用于子模塊較多情況下的NLC。

圖6給出了NLC框圖。將橋臂參考電壓upmref或unmref除以單個(gè)子模塊電容電壓UC，然后通過(guò)最近取整函數(shù)round（·），得到最終投入的橋臂電平數(shù)S（定義單個(gè)子模塊輸出電壓為+UC的稱為一個(gè)正電平，單個(gè)子模塊輸出電壓為-UC的稱為一個(gè)負(fù)電平），S可正可負(fù)，由F-MMC的運(yùn)行工況決定。

圖6 最近電平控制原理圖Fig.6 Schematic diagram of NLC

直流電壓反向過(guò)程中，要求直流電壓按照固定的變化率實(shí)現(xiàn)反向，但同時(shí)子模塊電容電壓保持穩(wěn)定。電容電壓偏高會(huì)降低設(shè)備的絕緣特性，而偏低將有可能使得交流電壓和直流電壓的控制不能得到實(shí)現(xiàn)。從直流電壓角度來(lái)看，極3的直流電壓由下式確定：

其中，Spm和 Snm分別為 m（m=a，b，c）相上橋臂和下橋臂的電平數(shù)。為達(dá)到直流電壓Ud3反向、電容電壓UC保持穩(wěn)定的要求，只能通過(guò)改變Spm+Snm實(shí)現(xiàn)。根據(jù)式（6），并利用環(huán)流抑制措施［20-21］，可獲得如下表達(dá)式：

從上式可以看出，Spm+Snm與直流電壓參考值Udref成正相關(guān)，當(dāng)直流電壓因反壓需要改變其參考值Udref時(shí)，相單元電平數(shù)Spm+Snm也會(huì)隨之改變，因而滿足式（11），維持電容電壓穩(wěn)定。

從上述分析可以看出，在式（6）和圖6控制下，F(xiàn)-MMC能順利實(shí)現(xiàn)直流電壓反向功能，同時(shí)維持電容電壓穩(wěn)定。

3.3.2 F-MMC運(yùn)行模式

FBSM 能輸出 3 種電平：+UC（+1）、0 和 -UC（-1）［22］。假設(shè)橋臂的子模塊數(shù)為N，橋臂中第i個(gè)子模塊電平為ui。設(shè)定ui=+1的子模塊個(gè)數(shù)為J，ui=-1的子模塊個(gè)數(shù)為K，則ui=0的子模塊個(gè)數(shù)為N-J-K。圖6得到的橋臂電平數(shù)S可以表示成如下形式：

正電平數(shù)J、負(fù)電平數(shù)K以及零電平數(shù)存在如下約束：

假設(shè) N 為偶數(shù)，根據(jù)式（13）和（14），可以得到：

其中，函數(shù) floor（·）為去尾取整函數(shù)。 根據(jù)式（13），J與K成正比例關(guān)系，當(dāng)J取得最大值時(shí)，K也為最大值，反之亦然。因而，根據(jù)S值的正負(fù)性，可以得到如下表達(dá)式：

當(dāng)S＞0時(shí)，J的取值由K決定；當(dāng)S＜0時(shí)，K的取值由J決定。在S確定的情況下，由式（16）可以看出，（K，J）的組合選擇有多種，即F-MMC有多種運(yùn)行模式。其中最常見(jiàn)的2種模式為：當(dāng)S＞0（S＜0）情況下，如果 K（J）設(shè)置為最小值 0，那么 J（K）也將取得最小值，此時(shí)零電平數(shù)將取得最大，因此，此模式可以稱為最大零電平模式；如果K（J）設(shè)置為最大值，那么零電平數(shù)將取得最小，稱為最小零電平模式。最小零電平數(shù)可能取0，也可能取1，與S的奇偶性相關(guān)。

運(yùn)行模式的選擇和F-MMC的損耗密切相關(guān)，文獻(xiàn)［23］指出損耗的分布與系統(tǒng)運(yùn)行工況有關(guān)。因而，分析F-MMC的損耗與運(yùn)行模式之間的問(wèn)題需要進(jìn)行分類討論。本文在此不作展開(kāi)討論，而直接采用最大零電平模式。

4 仿真分析

為了驗(yàn)證所提出的混合型三極直流的可行性以及控制策略的有效性，在電磁暫態(tài)時(shí)域仿真軟件PSCAD/EMTDC內(nèi)搭建了一個(gè)如圖1所示的詳細(xì)仿真模型。

4.1 系統(tǒng)參數(shù)

針對(duì)圖1所示的三極直流系統(tǒng)，額定功率為2000 MW，其中，每一極的額定直流電壓均為500 kV，極1和極2輪換的直流電流Imax和Imin分別為2 kA和1 kA，極3的額定直流電流為1 kA，因而LCC總的額定功率為1500 MW。整流側(cè)和逆變側(cè)交流系統(tǒng)參數(shù)相同：電動(dòng)勢(shì) 525 kV，Zac=34.7∠80°Ω，短路比SCR為5；F-MMC每個(gè)橋臂含有250個(gè)子模塊，子模塊電容為7500 μF，電容額定電壓2 kV，橋臂電感為37.2 mH。功率從交流系統(tǒng)1（送端）送向交流系統(tǒng) 2（受端）。

4.2 仿真分析

圖7和圖8給出了整流站系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的仿真波形，其中，電壓基準(zhǔn)為500 kV，電流基準(zhǔn)為1 kA，功率基準(zhǔn)為500 MW。根據(jù)要求，一般需要過(guò)渡階段的時(shí)間為4 s以上，正常階段的時(shí)間為4～5 min。為觀察方便，仿真部分作了必要的改動(dòng)，在t=2.0 s時(shí)刻，系統(tǒng)狀態(tài)已經(jīng)穩(wěn)定，2.0～4.8 s為第一過(guò)渡階段，4.8～7 s為正常階段，7～9.8 s為第二過(guò)渡階段。

圖7（a）為極 1（P1）、極 2（P2）和極 3（P3）的直流電壓（標(biāo)幺值），極1和極2的直流電壓基本保持不變，極3的直流電壓在過(guò)渡階段實(shí)現(xiàn)反向。圖7（b）為3個(gè)極的直流電流（標(biāo)幺值），極1和極2的直流電流在過(guò)渡階段進(jìn)行輪換，而極3的直流電流實(shí)現(xiàn)了反向，以維持功率傳輸?shù)囊恢滦?。圖7（c）和圖7（d）分別是極1、極2的觸發(fā)角和關(guān)斷角，伴隨著直流電流的改變，極1和極2的觸發(fā)控制角也依次發(fā)生輪換。

為驗(yàn)證本文提出的MCC控制器的有效性，及反壓過(guò)程中電容電壓的穩(wěn)定性，圖8給出了電壓反向過(guò)程的仿真波形。圖8（a）為接地電流（標(biāo)幺值），可以看出，接地電流的波動(dòng)很小（-0.03～0.02 p.u.）。圖8（b）為整流站和逆變站F-MMC控制器輸出的有功電流（標(biāo)幺值），兩者的響應(yīng)特性非常接近，說(shuō)明MCC能夠使得整流站的控制特性較好地跟隨逆變站，保證兩側(cè)直流電壓相近，進(jìn)而較好地維持極3的直流電流為0。圖8（c）為子模塊電容電壓，反壓期間，電容電壓能夠較好地維持在2 kV左右。

圖7 內(nèi)部特性仿真波形圖Fig.7 Simulative waveforms of internal performance

圖8 接地電流和電容電壓仿真波形圖Fig.8 Simulative waveforms of grounding current and capacitor voltage

圖9（a）為交流系統(tǒng)與PCC之間傳輸?shù)挠泄β剩?biāo)幺值），在過(guò)渡階段，有功功率會(huì)發(fā)生波動(dòng)，波動(dòng)范圍為 4.05～4.17 p.u.，擾動(dòng)量占穩(wěn)定功率（4.12 p.u.）的2.91%，在可接受范圍內(nèi)。圖9（b）和（c）分別為交流系統(tǒng)與PCC之間傳輸?shù)臒o(wú)功功率（標(biāo)幺值），以及PCC的交流電壓有效值（基準(zhǔn)為525 kV）。穩(wěn)定階段，交流系統(tǒng)與PCC之間交換的無(wú)功功率為-0.11 p.u.，在過(guò)渡階段，無(wú)功波動(dòng)為-0.13～-0.08 p.u.，波動(dòng)較小。PCC的交流電壓有效值波動(dòng)范圍為0.959 5～0.961 p.u.，占交流穩(wěn)定電壓的0.16%，波動(dòng)極小，也間接證明了過(guò)渡階段無(wú)功功率波動(dòng)很小，表明所提出的AVC控制器能夠很好地實(shí)現(xiàn)無(wú)功就地平衡，維持PCC的電壓穩(wěn)定。圖9（d）和（e）分別為3個(gè)極吸收的有功功率（標(biāo)幺值）和無(wú)功功率（標(biāo)幺值），可以看出，無(wú)功功率的變動(dòng)和有功功率成正相關(guān)，功率變化平滑、無(wú)突變，有利于交直流系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

圖9 外部特性仿真波形圖Fig.9 Simulative waveforms of external performance

5 結(jié)論

本文結(jié)合LCC和F-MMC提出了一種混合型三極直流系統(tǒng)。針對(duì)過(guò)渡階段無(wú)功平衡、電流平衡和子模塊電容電壓平衡問(wèn)題，利用F-MMC的特性優(yōu)化能力，提出了相應(yīng)的控制策略。仿真結(jié)果表明：系統(tǒng)無(wú)論是處在穩(wěn)定階段還是過(guò)渡階段，都能保持穩(wěn)定運(yùn)行，系統(tǒng)各運(yùn)行狀態(tài)不會(huì)發(fā)生突變；過(guò)渡階段，PCC交流電壓基本保持不變，交流系統(tǒng)和PCC之間交換的功率，其波動(dòng)幅度在可接受范圍內(nèi)；電壓反向過(guò)程中，接地電流基本維持為0，從而保證了3個(gè)極之間的電流（功率）平衡，同時(shí)，子模塊電容電壓的平均值基本維持不變，不會(huì)出現(xiàn)過(guò)電壓或欠電壓等問(wèn)題。