李 寧 王 躍 郭 偉 王兆安

（西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 西安 710049）

1 引言

近年來，多電平變流器在高壓大功率領(lǐng)域得到了廣泛關(guān)注，國內(nèi)外學(xué)者針對(duì)多電平變流器的拓?fù)?、調(diào)制策略和控制策略等進(jìn)行了多方面的研究[1-7]。在目前應(yīng)用的多電平拓?fù)渲?，NPC 型拓?fù)湟蚱浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、性價(jià)比高而應(yīng)用最為廣泛。特別是三電平NPC拓?fù)鋄8]，已經(jīng)廣泛應(yīng)用于各種3kV 以下的中低壓領(lǐng)域，極大地改善了電力電子設(shè)備的輸出性能。

圖1所示為三電平NPC 變流器結(jié)構(gòu)圖，其中Udc為直流總電壓，C1、C2為直流電容，UC1、UC2為直流電容端電壓，P、O 和N 表示相電壓的三個(gè)狀態(tài)，io為直流中點(diǎn)電流，Uao、Ubo和Uco分別表示變流器的輸出相電壓（以O(shè) 為參考點(diǎn)），ia、ib和ic表示三相電流。在該拓?fù)渲?，為了保證系統(tǒng)的正常工作，直流側(cè)中點(diǎn)電壓應(yīng)保持為Udc/2。在實(shí)際工作中，中點(diǎn)電流io不恒為零，這將導(dǎo)致直流側(cè)中點(diǎn)電壓存在低頻波動(dòng)，從而引發(fā)直流電容電壓的不平衡[9]。中點(diǎn)電壓波動(dòng)是三電平NPC 變流器的一個(gè)固有問題[10]，許多學(xué)者針對(duì)該問題進(jìn)行了研究。總的來說，目前已見的解決方案分為兩類，一類是通過外加硬件控制電路[11]或軟件控制環(huán)[12]對(duì)中點(diǎn)電壓的波動(dòng)進(jìn)行控制；另一類是通過設(shè)計(jì)一種直流電容電壓自平衡的調(diào)制策略[13]來實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電壓無波動(dòng)。

圖1 三電平NPC 變流器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Main circuit diagram of three-level NPC converter

然而，一些中點(diǎn)電壓控制策略在一些特定的條件下將失效，如目前較為常見的基于三電平載波調(diào)制策略調(diào)制波零序分量注入法[14,15]，該方法在低調(diào)制度和高功率因素下對(duì)中點(diǎn)電壓波動(dòng)的控制效果較好，而在高調(diào)制度低功率因數(shù)下控制效果較差，無法完全去除中點(diǎn)電壓低頻波動(dòng)。

文獻(xiàn)[16]中提出了應(yīng)用對(duì)中點(diǎn)電壓無影響的虛擬矢量合成參考電壓矢量的空間矢量調(diào)制策略，但其實(shí)現(xiàn)過程較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[17-22]中應(yīng)用雙調(diào)制波載波調(diào)制策略（DMWPWM）來抑制三電平NPC 變流器中點(diǎn)電壓的波動(dòng)，但文中沒有涉及調(diào)制波的求解過程，只給出了一組調(diào)制波的可行解，且沒有對(duì)雙調(diào)制波載波調(diào)制策略的輸出波形特性進(jìn)行分析。

本文在已有研究基礎(chǔ)上，重點(diǎn)研究了DMWPWM策略調(diào)制波的解集情況。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)平均中點(diǎn)電流為零這一前提下，本文分析并推導(dǎo)了DMWPWM策略調(diào)制波的三類解，分別定義為DMWPWM1，DMWPWM2 和DMWPWM3。其中，DMWPWM1有無窮解，DMWPWM2 和DMWPWM3 各有64 個(gè)解，經(jīng)過對(duì)比其開關(guān)器件損耗、直流電壓利用率和輸出相電壓 THD 特性，確定了 DMWPWM3 為DMWPWM 策略調(diào)制波的最優(yōu)解。

2 雙調(diào)制波載波調(diào)制策略簡(jiǎn)介

圖1中為了簡(jiǎn)化分析，假設(shè)：①直流總電壓Udc保持恒定且直流電容C1=C2；②三相負(fù)載完全對(duì)稱；③開關(guān)頻率與電流基波頻率相比足夠高，中點(diǎn)電流io在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)平均值為0 即可消除中點(diǎn)電壓中的低頻波動(dòng)。

圖2所示為三電平NPC 變流器雙調(diào)制波載波調(diào)制示意圖，該策略每相有上、下兩個(gè)調(diào)制波Uxp和Uxn，上調(diào)制波與上載波進(jìn)行比較控制x（x=a,b,c）相1、3 管的開關(guān)，下調(diào)制波與下載波進(jìn)行比較控制x相2、4 管的開關(guān)。這兩個(gè)調(diào)制波與傳統(tǒng)的載波調(diào)制策略的調(diào)制波Ux的關(guān)系如下：

定義變量sxo表示x相的開關(guān)狀態(tài)Sx是否為O，則有

當(dāng)x相的開狀態(tài)為O時(shí)，x相電流流過直流側(cè)中點(diǎn)，因此直流側(cè)中點(diǎn)電流可表示為

定義占空比dxo為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)sxo的平均值，對(duì)式（3）取平均有

根據(jù)調(diào)制波與占空比的關(guān)系可得

將式（5）代入式（4）可得

由于三相負(fù)載電流中不包含零序分量，則有

考慮到實(shí)際系統(tǒng)中功率因數(shù)角的不確定性，使得式（6）在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)恒為零的簡(jiǎn)單解為

根據(jù)式（8）和式（1）可以求得雙調(diào)制波載波調(diào)制策略的上、下調(diào)制波的表達(dá)式為

以下將根據(jù)不同情況求解式（9）中的k值，進(jìn)而求解不同DMWPWM 策略的上、下調(diào)制波。

3 雙調(diào)制波載波調(diào)制策略調(diào)制波的解

在式（9）中k值是一個(gè)重要變量，本文根據(jù)k值的連續(xù)性及其對(duì)調(diào)制波極值的影響推出三類DMWPWM 策略調(diào)制波的解。

3.1 k為定值時(shí)調(diào)制波的解——DMWPWM1

k值不隨時(shí)間變化是一種最簡(jiǎn)單的情況，此時(shí)上、下調(diào)制波需滿足式（1）中幅值的限值，據(jù)此可以推導(dǎo)出k的取值范圍為

設(shè)傳統(tǒng)SPWM 策略三相調(diào)制波Ux滿足

定義Umax表示中三相調(diào)制波的最大值。實(shí)際中k需滿足條件

當(dāng)k為定值且取值范圍滿足式（12）時(shí)，根據(jù)式（9）可以求Uxp和Uxn，本文中定義滿足式（12）的DMWPWM 策略為DMWPWM1。

DMWPWM1 策略中調(diào)制波的解的個(gè)數(shù)受調(diào)制度M的影響，具體表現(xiàn)為

（1）當(dāng)M=1時(shí)，式（12）中的k值僅有一個(gè)解k=0，DMWPWM 策略的三相調(diào)制波如圖3所示。通過式（8）可知此種情況下dxo恒為零，亦即輸出相電壓中只有P、N 兩種開關(guān)狀態(tài)，此時(shí)DMWPWM1將蛻化為兩電平調(diào)制策略。

圖3 DMWPWM1 策略的三相調(diào)制波（M=1）Fig.3 UxpandUxnin DMWPWM1（M=1）

（2）當(dāng)M＜1時(shí)，式（12）中的k值有無數(shù)解，其中除k=0 以外均不會(huì)使dxo為零，此時(shí)DMWPWM1為三電平調(diào)制策略，Uxp和Uxn均連續(xù)。

3.2 k為變值Ux為正弦波時(shí)DMWPWM 策略的調(diào)

制波最優(yōu)解——DMWPWM2

當(dāng)k為變值且調(diào)制波Ux為正弦波時(shí)，考慮到式（9）中只有k一個(gè)變量，為了減小系統(tǒng)的開關(guān)損耗，可以令一段時(shí)間內(nèi)Uxp為其最值（0 或1），Uxn為其最值（0 或-1）。解得

式中，kxy(j)表示使得x（a，b，c）相的Uxy（y=p，n）調(diào)制波為j（1，0，-1）值時(shí)對(duì)應(yīng)的k的解。式（13）中的12 個(gè)k值不存在3 個(gè)同時(shí)相等的情況，兩個(gè)同時(shí)相等的情況僅存在于單個(gè)點(diǎn)，為了保證對(duì)稱性，一個(gè)工頻周期內(nèi)Uxp和Uxn至多有1/6 個(gè)周期值為其最值。

當(dāng)k=kap(0)時(shí)，調(diào)制波Uxy需滿足

符合式（14）的ωt的解為

同理可求出當(dāng)k取式（13）中其他值時(shí)ωt的取值范圍為

當(dāng)k滿足式（16）時(shí)，根據(jù)式（9）可以求出Uxp和Uxn，本文定義滿足式（16）的DMWPWM 策略為DMWPWM2。

由式（16）可知DWMPWM2 的調(diào)制波有64 組解，當(dāng)Uxp和Uxn連續(xù)時(shí)，需滿足

滿足式（17）的k的解有兩組，分別為

將式（18）代入式（9）即可求出此時(shí)的三相調(diào)制波。如圖4a 和圖4b 所示為當(dāng)M=1 且k分別為k1和k2時(shí)DMWPWM2 策略的三相調(diào)制波。其他的62組DMWPWM2 的調(diào)制波均不連續(xù)，式（19）給出k的另外兩組解k3和k4，圖4c 和圖4d 為M=1 且k分別為k3和k4時(shí)DMWPWM2 策略的三相調(diào)制波。

圖4 DMWPWM2 策略的三相調(diào)制波（M=1）Fig.4 UxpandUxnin DWMPWM2（M=1）

綜上，DWMPWM2 策略調(diào)制波解的個(gè)數(shù)為64，其中兩個(gè)解為連續(xù)解，剩余的62 個(gè)解為非連續(xù)解。DWMPWM2 策略每相的兩個(gè)調(diào)制波在1/6 工頻周期內(nèi)為其最大值或最小值，因而每個(gè)功率器件將有1/6工頻周期保持其開關(guān)狀態(tài)不變。

3.3 k為變值Ux含零序分量時(shí)DWMPWM 策略的

調(diào)制波最優(yōu)解——DWMPWM3

在許多情況下，為提高系統(tǒng)的直流電壓利用率，往往在三相參考電壓中疊加零序分量，當(dāng)三相調(diào)制波中含有零序分量Uz時(shí)，DMWPWM 策略的調(diào)制波可以通過下式求得。

為了減小系統(tǒng)的開關(guān)損耗，可以采用3.2 節(jié)中的方法，即令一段時(shí)間內(nèi)Uxp和Uxn為其最值。此時(shí)使得x相的Uxy調(diào)制波為j值時(shí)對(duì)應(yīng)的k的解kxy(j)為

由于式（21）中存在Uz這一變量，12 個(gè)kxy(j)存在兩兩相等的可能，經(jīng)過聯(lián)立，Uz有如下兩類解：

將式（22）和式（23）代入式（20），可以求得k值。將k和Uz代入式（20）即可求得DMWPWM策略的調(diào)制波的解，該解需滿足式（1）中對(duì)調(diào)制波的限值條件。

當(dāng)Uz滿足式（22）時(shí)，求解出滿足（1）的k值恒為零，此種情況下DMWPWM 策略蛻化為兩電平調(diào)制策略，本文中將此類解舍棄。當(dāng)Uz滿足式（23）時(shí)，可以求解出滿足（1）的Uz與k的可行解如式（24）所示，此時(shí)的k值不恒為零，DMWPWM策略為三電平調(diào)制策略，本文將滿足式（24）的DMWPWM 策略定義為DMWPWM3。

由式（24）可知DMWPWM3 的調(diào)制波有64 組解，當(dāng)調(diào)制波連續(xù)時(shí)需滿足

滿足式（25）的k的解有兩組，分別為

將式（26）代入式（20）即可求出此時(shí)的三相調(diào)制波，圖5a 和圖5b 所示為當(dāng)M=1 且k分別為k1和k2時(shí)DMWPWM3 策略的三相調(diào)制波。其他的62組DMWPWM3 的調(diào)制波均不連續(xù)，式（27）給出k的另外兩組解k3和k4，圖5c 和圖5d 為滿足式（27）時(shí)DMWPWM3 策略的三相調(diào)制波。

圖5 DMWPWM3 策略的三相調(diào)制波（M=1）Fig.5 UxpandUxnin DMWPWM3（M=1）

綜上，DMWPWM3 策略調(diào)制波解的個(gè)數(shù)為64，其中兩個(gè)解為連續(xù)解，剩余的62 個(gè)解為非連續(xù)解。DMWPWM3 策略每相的兩個(gè)調(diào)制波在1/3 工頻周期內(nèi)為其最大值或最小值，因而每個(gè)功率器件將有1/3工頻周期保持其開關(guān)狀態(tài)不變。

4 三類DMWPWM 策略的對(duì)比

上文推導(dǎo)了DMWPWM 策略的三類解，本節(jié)中將從輸出電壓THD 特性、直流電壓利用率和器件開關(guān)損耗三個(gè)方面對(duì)DMWPWM 策略的這三類解進(jìn)行對(duì)比。

4.1 輸出電壓THD 特性的對(duì)比

輸出電壓THD 特性是調(diào)制策略的一項(xiàng)重要評(píng)價(jià)標(biāo)準(zhǔn)，為了研究三類DMWPWM 策略的輸出相電壓THD 特性，需應(yīng)用雙重傅里葉級(jí)數(shù)對(duì)系統(tǒng)輸出的相電壓PWM 脈沖進(jìn)行傅里葉分析，雙重傅里葉級(jí)數(shù)的展開式及各項(xiàng)系數(shù)分別如式（28）和式（29）所示[23]。

式中，ωs表示調(diào)制波頻率；ωc表示載波頻率。

在求解各項(xiàng)系數(shù)時(shí)，經(jīng)常需要求解形如cos(ξc osθ)、sin(ξc osθ)等包含另一個(gè)三角變量的三角函數(shù)的積分，此時(shí)可以利用如式（30）所示的雅克比-安格爾展開將其展開成貝塞爾級(jí)數(shù)形式[23]。

應(yīng)用式（28）～式（30）可以分別求得三類DMWPWM 策略輸出相電壓的雙重傅里葉級(jí)數(shù)各項(xiàng)系數(shù)，式（31）為DMWPWM1 的傅里葉級(jí)數(shù)各項(xiàng)系數(shù)；式（32）～式（34）為DMWPWM2 的傅里葉級(jí)數(shù)各項(xiàng)系數(shù)，其中Cmn表示邊帶諧波的各項(xiàng)系數(shù)；式（35）和式（36）為DMWPWM3 的傅里葉級(jí)數(shù)各項(xiàng)系數(shù)，其他不在式（31）～式（36）中的各項(xiàng)系數(shù)均為0。圖6為M=0.9時(shí)三類DMWPWM策略輸出相電壓THD 特性的對(duì)比圖。

圖6 三類DMWPWM 策略輸出相電壓THD 特性比較（M=0.9）Fig.6 Output phase voltage waveform THD contrast of the three DMWPWM strategies(M=0.9)

通過本文的分析，可以對(duì)三類DMWPWM 策略輸出相電壓THD 特性歸納如下：

（1）三類DMWPWM 策略輸出相電壓脈沖中均含有奇數(shù)次載波倍頻分量和m+n為偶數(shù)的邊帶諧波分量，由于存在零序分量的注入，DMWPWM3 含有6n-3（n=1,2,3…）次基波倍頻分量。

（2）在DMWPWM1 中，k=0時(shí)輸出相電壓的總THD 大于k≠0時(shí)輸出相電壓的總THD，這是由于k=0時(shí)DMWPWM1 為兩電平調(diào)制策略，而k≠0時(shí)DMWPWM1 為三電平調(diào)制策略。

（3）在DMWPWM1 中，當(dāng)k的絕對(duì)值相等時(shí)，輸出相電壓的 THD 特性相同，在 DMWPWM2(DMWPWM3)中，64 組解具有相同的THD 特性。

（4）當(dāng)調(diào)制度M相同時(shí)，對(duì)比三類DMWPWM策略，DMWPWM3 輸出相電壓的THD 最小，而k=0時(shí)的DMWPWM1 策略輸出相電壓的THD 最大。

4.2 直流電壓利用率和器件開關(guān)損耗的對(duì)比

直流電壓利用率是PWM 策略的一項(xiàng)重要評(píng)價(jià)指標(biāo)，其值等于輸出線電壓基波幅值與直流總電壓的比。本文中的DMWPWM1 和DMWPWM2 對(duì)應(yīng)的三相調(diào)制波Ux為正弦波，其直流電壓利用率為0.866，而DMWPWM3 對(duì)應(yīng)的三相調(diào)制波Ux中包含零序分量Uz，其直流電壓利用率為1。

器件開關(guān)損耗是 PWM 策略的另一項(xiàng)重要指標(biāo)。對(duì)比三類DMWPWM 策略與傳統(tǒng)的SPWM 策略可以發(fā)現(xiàn)，傳統(tǒng)策略作用下一個(gè)工頻周期內(nèi)每個(gè)開關(guān)管有1/2 的時(shí)間保持開關(guān)狀態(tài)不變。而在采用DMWPWM1 策略時(shí)，每個(gè)開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)是連續(xù)變化的，當(dāng)采用DMWPWM2 和DMWPWM3 策略時(shí)，一個(gè)工頻周期內(nèi)每個(gè)開關(guān)管分別有1/6 和1/3的時(shí)間保持開關(guān)狀態(tài)不變，因而DMWPWM1 策略的開關(guān)損耗是傳統(tǒng)載波調(diào)制策略的2 倍（設(shè)定開關(guān)損耗正比于開關(guān)次數(shù)），而DMWPWM2 和DMWPWM3策略的開關(guān)損耗分別為傳統(tǒng)載波調(diào)制策略的5/3 倍和4/3 倍。

根據(jù)上文的分析，可以得到表1 所示三類DMWPWM 策略特性對(duì)比表，通過該表格可知DMWPWM3 策略在直流電壓利用率、器件損耗和輸出 THD 特性上都優(yōu)于前兩種策略，因而DMWPWM3 策略為滿足一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)平均中點(diǎn)電流為零這一前提條件的最優(yōu)DMWPWM 策略。

表1 三類DMWPWM 策略的特性對(duì)比表Tab.1 Comparison of the three kinds of DMWPWM strategy

5 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文搭建了三電平NPC 逆變器仿真和實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)提出的雙調(diào)制波載波調(diào)制策略進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。系統(tǒng)主電路如圖1所示，直流側(cè)電容容量為1 000μF，輸出濾波器采用LCL 結(jié)構(gòu)（L1=3mH，C=17μF，L2=3mH），采用DSP+FPGA 為控制核心，系統(tǒng)的等效開關(guān)頻率為2kHz。本文采用電阻負(fù)載、阻感負(fù)載和電機(jī)負(fù)載分別驗(yàn)證了雙調(diào)制波載波調(diào)制策略的基本特性、高調(diào)制度低功率因數(shù)特性和負(fù)載突變特性。

5.1 電阻負(fù)載

選擇直流總電壓為400V，三相阻性（R=15Ω，星形連接）負(fù)載對(duì)本文提出的DMWPWM 策略的基本特性進(jìn)行實(shí)驗(yàn)對(duì)比。圖7為M=0.9 采用不同調(diào)制策略時(shí)輸出電壓Uab，相電壓Uao，直流電容電壓UC1和輸出負(fù)載電流ia的實(shí)驗(yàn)波形。其中圖7a 為采用傳統(tǒng)SPWM 策略的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，圖7b 和圖7c 為采用 DMWPWM1 策略的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，圖7d 為采用DMWPWM2 策略的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，圖7e 和圖7f 為采用DMWPWM3 策略的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。通過實(shí)驗(yàn)可知，傳統(tǒng)載波調(diào)制策略會(huì)使得直流電容電壓中存在低頻波動(dòng)，而應(yīng)用DMWPWM 策略后，該擾動(dòng)將消失。表2為實(shí)驗(yàn)結(jié)果的THD分析，該結(jié)果與圖6中的理論分析結(jié)果相符，證明了本文理論分析的正確性。

圖7 傳統(tǒng)SPWM 策略與DMWPWM 策略實(shí)驗(yàn)結(jié)果對(duì)比（M=0.9）Fig.7 Experimental results of standard SPWM strategy and DMWPWM strategy(M=0.9)

表2 三類DMWPWM 策略實(shí)驗(yàn)結(jié)果THD 特性對(duì)比表（M=0.9）Tab.2 THD characteristic comparison of three kinds of DMWPWM strategy(M=0.9)

5.2 阻感負(fù)載

選擇直流總電壓為400V，分別針對(duì)兩組三相星形連接阻感負(fù)載對(duì)本文提出的DMWPWM 策略在高調(diào)制度低功率因數(shù)情況下的性能進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

系統(tǒng)調(diào)制度M為0.95，圖8和圖9分別負(fù)載采用R=10Ω，L=0.03mH 和R=1Ω，L=0.03mH時(shí)的輸出線電壓、相電壓、直流電容電壓和負(fù)載電流的仿真結(jié)果。其中a、b 圖初始時(shí)刻采用傳統(tǒng)載波調(diào)制策略，在0.2s 轉(zhuǎn)換為DMWPWM3（k=k1）策略，c、d圖初始時(shí)刻采用傳統(tǒng)載波調(diào)制策略，在0.2s 轉(zhuǎn)換為疊加零序分量法來控制直流電容電壓的波動(dòng)。仿真結(jié)果表明，在高調(diào)制度低功率因數(shù)情況下，零序分量注入法無法完全抑制直流電容電壓的低頻波動(dòng)，而DMWPWM 策略不受調(diào)制度和功率因數(shù)的影響，可以在全調(diào)制度和全功率因數(shù)下抑制直流電容電壓的低頻波動(dòng)。

圖8 高調(diào)制度低功率因數(shù)情況下的仿真結(jié)果（M=0.95,R=10Ω,L=0.03mH）Fig.8 Simulation results of high modulation index and low power factor(M=0.95,R=10?,L=0.03mH)

5.3 電機(jī)負(fù)載

選擇直流總電壓為700V，三相電機(jī)系統(tǒng)（主要包括三相異步電機(jī)和直流發(fā)電機(jī)。其中異步電機(jī)的額定功率6.6kW，額定電壓380V，額定轉(zhuǎn)速1 410r/min，應(yīng)用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向控制，直流發(fā)電機(jī)作為異步電機(jī)負(fù)載）對(duì)本文提出的DMWPWM 策略突加減載性能進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

圖9 高調(diào)制度低功率因數(shù)情況下的仿真結(jié)果（M=0.95,R=1Ω,L=0.03mH）Fig.9 Simulation results of high modulation index and low power factor(M=0.95,R=1?,L=0.03mH)

設(shè)定實(shí)驗(yàn)條件為：設(shè)定負(fù)載轉(zhuǎn)矩為額定值的70%，異步電機(jī)轉(zhuǎn)速為額定值的100%，電機(jī)運(yùn)行平穩(wěn)后開始計(jì)時(shí)，25s 后負(fù)載轉(zhuǎn)矩指令階躍為0、75秒后轉(zhuǎn)矩指令階躍為額定值的70%。如圖10所示為電機(jī)加減載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，其中10a 為逆變器側(cè)波形，圖10b 為電機(jī)側(cè)波形。圖10a 表明在調(diào)制策略為DMWPWM 策略且電機(jī)負(fù)載突變時(shí)，逆變器直流電容電壓只存在直流分量的波動(dòng)，不存在交流分量的波動(dòng)。圖10進(jìn)一步證明了本文提出的DMWPWM策略在負(fù)載突變時(shí)仍能保證直流電容電壓的平衡。

圖10 DMWPWM 策略應(yīng)用于電機(jī)負(fù)載實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experimental results of DMWPWM strategy on three phase motor

6 結(jié)論

本文首先分析了現(xiàn)有 NPC 型三電平變流器PWM 策略存在直流中點(diǎn)電壓低頻波動(dòng)這一弊端，然后提出了全調(diào)制度和全功率因數(shù)下可消除直流中點(diǎn)電壓低頻波動(dòng)的DMWPWM 策略。本文分析了DMWPWM 策略的工作原理及其調(diào)制波求解原則，在此基礎(chǔ)上提出了三種DMWPWM 策略調(diào)制波的求解方案，得到了三種DMWPWM 策略。本文通過對(duì)比三種DMWPWM 策略的輸出相電壓諧波特性、裝置的開關(guān)損耗和直流電壓利用率得到了DMWPWM3 策略為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)滿足平均中點(diǎn)電流為零這一條件的最優(yōu)DMWPWM 策略。

本文提出的DMWPWM 策略實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可以充分節(jié)約系統(tǒng)硬件和軟件成本，同時(shí)該方法可以消除直流中點(diǎn)電壓低頻振蕩這一NPC 拓?fù)涞墓逃袉栴}，這將大大增加NPC 型變流器的應(yīng)用前景與市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力。此外，該DMWPWM 策略也可以被擴(kuò)展應(yīng)用到NPC 型三電平SVG、NPC 型三電平APF 和ANPC型三電平VSI 等其他NPC 型拓?fù)渲衃24]。

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