楊海柱，劉 潔，袁松振

(河南理工大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院，河南 焦作454003)

1 引言

太陽能光伏發(fā)電在未來的能源體系之中將占有一席之地已是不爭的事實，而光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)是一套可以把太陽能轉(zhuǎn)化成正弦交流電并輸送到電網(wǎng)上的系統(tǒng)。與光伏離網(wǎng)系統(tǒng)不同，并網(wǎng)系統(tǒng)必須滿足電網(wǎng)對分布電源的要求:如諧波和孤島效應(yīng)等。

逆變器是光伏發(fā)電的必備設(shè)備之一。逆變器大量使用了電力電子器件，在運行過程中不可避免地會產(chǎn)生諧波，成為電網(wǎng)的諧波污染源。因此，有效抑制逆變器產(chǎn)生的諧波并網(wǎng)成為重中之重。傳統(tǒng)的三電平逆變器存在諧波含量高、濾波器尺寸大等缺點，而多電平逆變器首先在諧波含量上比傳統(tǒng)的三電平橋式逆變器大大減少，其次還能夠優(yōu)化輸出波形、減小濾波尺寸、降低電磁干擾和諧波畸變率等［1］。

本文介紹的五電平逆變器在具有上述優(yōu)點的同時，與其他多電平逆變器相比較還具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，所用的開關(guān)器件大大減少，從而降低了逆變器的尺寸和成本，減小了開關(guān)器件引起的損耗，SPWM調(diào)制也易于實現(xiàn)等優(yōu)點［2］。另外，使用重復(fù)和PI調(diào)節(jié)相結(jié)合的控制策略，在提高對逆變器控制精度的同時，降低了入網(wǎng)諧波畸變率。

2 系統(tǒng)組成

單相并網(wǎng)光伏發(fā)電系統(tǒng)中主電路采用電壓型五電平逆變電路，如圖1所示。由圖1可知，光伏陣列輸出的能量先經(jīng)五電平逆變器和濾波后，再并入電網(wǎng)。其控制過程是:將與電網(wǎng)電壓同頻同相的參考電壓給定值Vref與實際的電網(wǎng)電壓瞬時采樣值進(jìn)行比較，偏差值經(jīng)重復(fù)控制和PI調(diào)節(jié)處理后，再與實際的并網(wǎng)電流瞬時采樣值進(jìn)行比較，生成正弦波電流參考信號。利用該參考信號與三角調(diào)制波比較，就可生成SPWM控制信號，經(jīng)驅(qū)動電路隔離、放大后，再驅(qū)動功率開關(guān)器件VT1～VT5;最后經(jīng)濾波器，饋入與電網(wǎng)電壓同頻、同相的正弦電流il。

圖1中虛線框內(nèi)的電路為該系統(tǒng)的逆變部分，它是1個雙向開關(guān)型五開關(guān)五電平逆變器(VT1、VT3為IGBT，VT2、VT4、VT5為MOSFET)。它是由傳統(tǒng)的單相H橋逆變電路和一個輔助電路組成的。輔助電路的F端和兩個等值電容的中點相連，而G端和H橋的左半橋的中點D端相連，輔助電路的B、C端之間跨接一個功率開關(guān)管VT5。

輔助電路的加入，使得傳統(tǒng)的三電平全橋逆變電路的輸出變?yōu)槲咫娖?假設(shè)直流母線電壓為2E，則輸出為±2E、±E和0)。逆變電路輸出電壓的

圖1 系統(tǒng)的主電路結(jié)構(gòu)Fig．1 Main circuit structure of system

五個電平對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)見表1。

表1 五電平逆變器電路輸出電平與開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系Tab．1 Relationship between five-level inverter circuit output level and switching state

雙向開關(guān)型五電平逆變器的優(yōu)勢之一是它的電壓輸出波形的諧波畸變率低于傳統(tǒng)的三電平全橋逆變器，前者的THD大約僅為后者的1/2。其優(yōu)勢之二在于開關(guān)器件的節(jié)?。?，4］。通過表2將它與其他常見的五電平逆變器所使用的元件數(shù)進(jìn)行比較。通過表2可以看出，本文的五電平逆變器所使用的開關(guān)器件最少，這樣就能大大簡化逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，從而降低了系統(tǒng)損耗，同時也能節(jié)約設(shè)備成本，簡化逆變器的控制等等，很適合光伏小戶型發(fā)電應(yīng)用領(lǐng)域。

多電平逆變器的PWM控制法主要有載波調(diào)制法(SPWM)和空間電壓矢量調(diào)制法(SVPWM)。不同的PWM控制法適合于不同的主電路結(jié)構(gòu)。空間電壓矢量控制法主要適用于三電平逆變器。對于五電平以上的多電平逆變電路，更適合采用載波調(diào)制PWM控制法，可使調(diào)制電路簡化，應(yīng)用范圍更加廣泛。針對雙向開關(guān)型五電平逆變器的特點，本文選擇PO位置規(guī)則調(diào)制法，具體PWM調(diào)制原理如圖2所示。

表2 五電平逆變器單相所需功率器件對比表Tab．2 Comparison of power device required for five-level inverter for single-phase

圖2 開關(guān)信號調(diào)制波形Fig．2 Switch signalmodulation waveforms

該調(diào)制法是以一個頻率f0=50Hz的正弦波Vref交替與四個具有相同頻率的、以X軸為對稱軸的三角波進(jìn)行比較:

0＜Vref＜VC1或VC3＜Vref＜0，逆變器輸出為0;

VC1＜Vref＜VC2，逆變器輸出為E;VC2＜Vref，逆變器輸出為2E;

VC4＜Vref＜VC3，逆變器輸出為－E;Vref＜VC4，逆變器輸出為－2E。

3 逆變器控制方式

整個系統(tǒng)的控制采用重復(fù)和PI調(diào)節(jié)相結(jié)合的控制策略，重復(fù)控制器構(gòu)成的外環(huán)可以抑制網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)對并網(wǎng)輸出電流的周期性擾動，降低并網(wǎng)電流的總諧波畸變系數(shù)，提高輸出波形的質(zhì)量;PI控制則利用偏差調(diào)節(jié)原理，使逆變器輸出并網(wǎng)電流實時跟蹤參考正弦給定信號，提高系統(tǒng)的動態(tài)性能［5，6］。

重復(fù)控制的基本思想源于控制理論中的內(nèi)模原理。在穩(wěn)定的閉環(huán)系統(tǒng)內(nèi)設(shè)置一個可以產(chǎn)生與參考輸入同周期的內(nèi)部模型，從而使系統(tǒng)實現(xiàn)對外部周期性參考信號的漸近跟蹤。重復(fù)控制系統(tǒng)如圖3所示。它具備優(yōu)秀的魯棒性，對于消除非線性負(fù)載及其他周期性干擾引起的波形畸變具有明顯效果［7］。

圖3 重復(fù)控制器結(jié)構(gòu)框圖Fig．3 Structure diagram of repetitive controller

圖3中e為誤差，y為逆變器的輸出電壓，基波周期是負(fù)載擾動d的周期的整數(shù)倍，P(z)為受控對象的傳遞函數(shù)，濾波器Q(z)用于改進(jìn)內(nèi)模，比例系數(shù)Kr是用來最終確定校正量的幅值調(diào)節(jié)系統(tǒng)的魯棒性;zk為系統(tǒng)相位補(bǔ)償環(huán)節(jié)用于補(bǔ)償整個系統(tǒng)的相位滯后，它使控制器按上一周期的誤差信息在下一周期提前k拍發(fā)出校正量;S(z)為重復(fù)控制環(huán)路的濾波器，作用是提供幅值補(bǔ)償和濾除控制信號中的高頻成分;z－N為周期延遲環(huán)節(jié)，使控制延遲一個周期起作用。N為每周期采樣次數(shù)。在本次仿真中，開關(guān)頻率取20kHz，輸出并網(wǎng)電流的頻率為50Hz，故N=200。當(dāng)誤差e每周期出現(xiàn)時，重復(fù)控制器的輸出逐周期累加，當(dāng)e=0時，重復(fù)控制器的輸出并不消失，只是停止變化，維持上次的波形，并且逐周期地輸出該波形。

4 仿真和實驗設(shè)計

由圖3可知，系統(tǒng)內(nèi)模部分的脈沖傳遞函數(shù)為:

考慮到系統(tǒng)的穩(wěn)定性和收斂性，一般Q(z)可以是一個低通濾波器，也可以簡單地取為一個略小于1的常數(shù)，以減弱積累的效果。但取低通濾波器實現(xiàn)起來比較復(fù)雜，根據(jù)經(jīng)驗設(shè)計一般取Q(z)=0.95。

設(shè)主電路中的各元件為理想元器件，忽略開關(guān)管在開關(guān)過程中的損耗，忽略開關(guān)紋波，則可將開關(guān)電路視為電壓放大器，逆變器的動態(tài)特性主要由LC濾波特性決定，則由圖1可得逆變器的傳遞函數(shù)為:

取濾波電感L2為1.25mH，濾波電容為21μF，輸出回路等效電阻R為0.02Ω，得到:

本系統(tǒng)設(shè)計對象如式(3)，取開關(guān)頻率20kHz可得其離散模型為:

逆變器的諧振峰值過大，需要設(shè)計補(bǔ)償器S(z)來消除它，這里S(z)采用二階濾波器。由于諧振峰值過高，按將諧振峰值降為0的標(biāo)準(zhǔn)，綜合Matlab軟件頻域分析，選取S(z)為:

系數(shù)Kr為重復(fù)控制器增益，由于經(jīng)過重復(fù)控制二階濾波器補(bǔ)償后諧振峰值應(yīng)小于0，此時Kr的取值需要小于1，選取Kr=0．5。

根據(jù)本文設(shè)計，利用Matlab/Simulink對系統(tǒng)進(jìn)行仿真。輸出為400V的直流電源，開關(guān)頻率為20kHz，濾波電感為1.25mH，濾波電容為21μF，輸出頻率為50Hz，額定輸出電壓為220V，并入電壓220V、頻率50Hz的工頻電網(wǎng)。

其中圖4為逆變器輸出電壓波形，為五電平，其THD=35.49%;圖5為三電平逆變器在同樣載波頻率下的輸出波形及THD分析，可見，其THD=78.26%，遠(yuǎn)大于五電平逆變器的輸出電壓波形的畸變率。

圖4 逆變器輸出電壓波形及THDFig．4 Inverter output voltage waveform and THD

圖5 三電平逆變器輸出電壓波形及其THDFig．5 Three-level inverter output voltage waveform and THD

5 實驗結(jié)果

為了驗證前述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制思想，根據(jù)圖1所示電路設(shè)計了一臺2kW的具有MPPT功能的光伏并網(wǎng)實驗樣機(jī)，光伏陣列采用的是實驗室現(xiàn)有的9塊Sharp NF-R5E3E 175W太陽能電池板，單塊最大輸出功率為175W。實驗天氣條件:晴，微風(fēng)，32℃?？刂齐娐芬缘轮輧x器公司的TMS320F2812DSP芯片為核心，采用如圖2所示的PO位置規(guī)則調(diào)制法的調(diào)制策略，采用如圖3所示的重復(fù)控制算法和PI調(diào)節(jié)相結(jié)合的控制算法，實驗參數(shù)與仿真參數(shù)相同，實驗分析器為Fluke Power Quality Analyzer 43B。

圖6為采用PI控制時并網(wǎng)電流及電壓波形，可以看出波形不平滑，使用Harmonics對其電流諧波進(jìn)行分析，其THD為5.2%。

圖6 PI調(diào)節(jié)時的并網(wǎng)電壓和電流波形Fig．6 Grid current and voltage waveforms at PIadjustment

圖7為重復(fù)PI控制下并網(wǎng)電流及電壓波形圖。從圖中可以看出，系統(tǒng)輸出電流為波形平滑、有效值為5.76A、頻率為50Hz的正弦波。圖8為輸出功率及功率因數(shù)分析圖。系統(tǒng)輸出功率為1.39kW，功率因數(shù)更是達(dá)到了0.96，電能質(zhì)量令人滿意。

圖7 重復(fù)PI控制下并網(wǎng)電流及電壓波形Fig．7 Grid current and voltage waveforms under repetitive and PI control

圖8 輸出功率及功率因數(shù)分析Fig．8 Output power and power factor analysis

綜上，使用了重復(fù)PI控制策略之后，五電平逆變器輸出的并網(wǎng)電流波形更平滑，跟蹤電網(wǎng)電壓效果更好，而其輸出電流諧波含量也得到有效控制，稱得上是綠色電源。

6 結(jié)論

本文介紹了雙向開關(guān)型五電平逆變器和重復(fù)控制策略，并把這種控制策略和PI調(diào)節(jié)相結(jié)合，成功地應(yīng)用在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的五電平逆變器領(lǐng)域。實驗表明，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和重復(fù)PI相結(jié)合取得了良好的效果，輸出并網(wǎng)電流的諧波畸變率大大降低，并能夠精確跟蹤電網(wǎng)相位，使得系統(tǒng)工作在高功率因數(shù)狀態(tài)下。由于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，易于控制，成本降低，以及拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的耐壓能力較強(qiáng)，適用于低壓輸入、高壓大功率輸出的太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電，具有實際的應(yīng)用價值。該方法同樣可以擴(kuò)展應(yīng)用到三相五電平光伏并網(wǎng)逆變器。

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