陳旭玲，劉福鑫

(1．南京航空航天大學(xué)機(jī)電學(xué)院，江蘇 南京210016;2．南京航空航天大學(xué)自動化學(xué)院，江蘇 南京210016)

1 引言

電動汽車將各種新能源或傳統(tǒng)能源與蓄電池、超級電容等儲能裝置聯(lián)合起來，通過多種能源之間的互補(bǔ)性實(shí)現(xiàn)驅(qū)動能量的合理利用，不僅可以減少對石油等傳統(tǒng)化石能源的依賴，而且可以大幅減少溫室氣體的排放，因此具有廣闊的市場前景。

電動汽車一般可分為純電動汽車、混合動力電動汽車和燃料電池電動汽車三種類型［1］。以燃料電池汽車為例，其供電系統(tǒng)是由燃料電池與蓄電池構(gòu)成的多電源架構(gòu)，其中燃料電池是車輛運(yùn)行的主要?jiǎng)恿υ?，蓄電池是輔助動力源，兩者分別經(jīng)直流變換器與高壓直流母線相連，再通過逆變器來驅(qū)動電機(jī)。由于每個(gè)動力源端口與高壓直流母線端口之間均需要通過直流變換器連接，那么多個(gè)動力源端口就需要多個(gè)直流變換器，系統(tǒng)存在以下缺點(diǎn):①變換器數(shù)量較多，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜;②系統(tǒng)中每增加一個(gè)動力源端口就要相應(yīng)地增加變換器及其控制電路，系統(tǒng)成本較高。為了簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、降低成本，可以采用單個(gè)多端口直流變換器(Multi-Port Converter，MPC)取代原有的多個(gè)直流變換器。MPC使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單的同時(shí)，將各個(gè)端口有機(jī)結(jié)合，采用合理的控制策略即可實(shí)現(xiàn)各個(gè)端口之間的能量傳遞以及能量的最優(yōu)利用。

目前關(guān)于MPC的控制策略尚在研究之中，其中文獻(xiàn)［2-4］在一種非隔離型MPC中采用模糊邏輯控制策略，使MPC能夠適應(yīng)燃料電池和蓄電池非線性工作的特性，同時(shí)在任意功率需求下保證直流母線電壓可控。對于隔離型MPC的研究則主要集中在隔離型半橋和全橋三端口直流變換器［5-10］，如在半橋型三端口變換器中采用移相控制和占空比控制，其目的是研究提高開關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的范圍［5］;在全橋型三端口變換器中引入移相控制和占空比控制，研究如何降低系統(tǒng)損耗，同時(shí)利用解耦網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)多個(gè)控制環(huán)路之間的解耦［6］。

本文采用一種新型三端口Buck＆Boost變換器構(gòu)建電動汽車供電系統(tǒng)，根據(jù)各種工作模式特點(diǎn)提出三端口Buck＆Boost變換器的能量管理策略，從而實(shí)現(xiàn)了各個(gè)端口之間能量自由傳遞和模式之間自由切換。在實(shí)驗(yàn)室研制了一臺1kW原理樣機(jī)，對該變換器的能量管理策略進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 電動汽車供電系統(tǒng)典型工作模式

圖1給出典型電動汽車供電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，如圖所示，系統(tǒng)中存在三個(gè)不同電壓等級的端口，分別為主動力源、輔助動力源的輸出以及高壓直流母線。本文采用三端口Buck＆Boost變換器構(gòu)建該系統(tǒng)，電路圖如圖2所示，其中1#源(主動力源)的輸出定義為1#端口，其電壓幅值為V1，2#源(輔助動力源)的輸出定義為2#端口，其電壓幅值為V2，高壓直流母線定義為3#端口，其電壓幅值為V3。

圖1 電動汽車供電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig．1 Configuration of electric vehicle power system

圖2 三端口Buck＆Boost變換器Fig．2 Three-port Buck＆Boost converter

根據(jù)汽車行駛工況的不同，電動汽車供電系統(tǒng)可分為以下五種工作模式。(1)工作模式一:當(dāng)汽車在啟動、加速或爬坡時(shí)，需要的驅(qū)動功率較大，此時(shí)1#源輸出的功率小于3#端口所需功率，不足功率由2#源補(bǔ)充。(2)工作模式二:如果汽車正常行駛時(shí)需要的驅(qū)動功率小于1#源提供的功率，1#源將單獨(dú)給高壓直流母線供電，此時(shí)2#源不輸出功率。(3)工作模式三:在工作模式二中，如果2#源的能量不足，1#源給高壓直流母線供電的同時(shí)，可將多余的能量給2#源充電。(4)工作模式四:當(dāng)汽車剎車或者下坡通過制動裝置回饋能量時(shí)，回饋的能量通過高壓直流母線優(yōu)先向1#源充電。(5)工作模式五:在模式四中，如果制動回饋的能量較多，3#端口將同時(shí)向1#源和2#源回饋能量。

3 三端口Buck＆Boost變換器的能量管理策略

在工作模式一中，1#和2#端口同時(shí)向3#端口傳遞能量，而工作模式二中，只有1#端口單獨(dú)向3#端口傳遞能量，因此在這兩個(gè)工作模式下，可以將1#和2#端口等效為直流源，3#端口等效為負(fù)載。

本文采用主從控制方式分配兩個(gè)端口的輸出功率，在工作模式一時(shí)1#源以功率Pin1_ref輸出，不足功率由2#源補(bǔ)充，因此1#端口單元工作在Boost恒流模式，控制1#源的輸入電流iin1，2#端口單元工作在Boost模式控制中間母線電壓Vbus，3#端口單元工作在Boost模式控制3#端口電壓Vo3;而在工作模式二中，1#端口單元由控制1#源的輸入電流iin1變成控制中間母線電壓Vbus，而2#端口單元工作在關(guān)機(jī)模式，3#端口單元工作模式不變。

圖3給出實(shí)現(xiàn)工作模式一、二切換的控制框圖，其中兩種工作模式的選通信號由圖中遲滯比較器的輸出vSD1決定，遲滯比較器的基準(zhǔn)io3_ref1由1#端口的輸出功率Pin1_ref確定，通過采樣3#端口的電流io3-f與io3_ref1進(jìn)行比較，當(dāng)io3-f＞io3_ref1時(shí)，vSD1為高電平，S1和S2導(dǎo)通，S3關(guān)斷，同時(shí)開通2#端口單元的開關(guān)管，變換器工作在模式一;當(dāng)io3-f＜io3_ref1時(shí)，vSD1為低電平，S1和S2關(guān)斷，S3導(dǎo)通，同時(shí)關(guān)閉2#端口單元開關(guān)管的驅(qū)動信號，變換器工作在模式二。根據(jù)3#端口電流io3的變化，可以實(shí)現(xiàn)兩個(gè)模式的自由切換。

圖3 工作模式一、二的控制框圖Fig．3 Control diagram for operation mode Iand II

在工作模式三中，1#端口向3#端口傳遞能量的同時(shí)給2#端口充電，此時(shí)1#端口等效為直流源，2#和3#端口等效為負(fù)載。本文通過檢測3#端口輸出電流的方法來判斷是否為2#端口充電，當(dāng)3#端口輸出電流低于某設(shè)定值時(shí)，認(rèn)為1#端口有充足的能量，此時(shí)1#端口可向2#端口充電，1#端口單元工作在Boost模式控制中間母線電壓Vbus，2#端口單元工作在Buck模式穩(wěn)定2#端口電壓Vo2，3#端口單元工作在Boost模式控制3#端口電壓Vo3，變換器工作在模式三;如果3#端口輸出電流高于該設(shè)定值，則1#端口不向2#端口充電，此時(shí)變換器工作在模式二。

圖4給出工作模式二、三的控制框圖，工作模式二和三的選通信號由圖中遲滯比較器的輸出vSD2決定，本文設(shè)定遲滯比較器的基準(zhǔn)io3_ref2由Pin1_ref/2決定，當(dāng)io3-f＜io3_ref2，即3#端口輸出功率小于Pin1_ref/2時(shí)，vSD2為低電平，2#端口單元開關(guān)管驅(qū)動信號開通，變換器工作在模式三。當(dāng)io3_ref1＞io3＞io3_ref2，即3#端口輸出功率大于Pin1_ref/2、小于Pin1_ref時(shí)，vSD2為高電平，2#端口單元開關(guān)管驅(qū)動信號關(guān)閉，變換器工作在模式二。通過判斷3#端口電流io3的變化，可以實(shí)現(xiàn)工作模式二和三之間的自由切換。

圖4 工作模式二、三的控制框圖Fig．4 Control diagram for operationmode IIand III

在工作模式四中，3#端口向1#端口回饋能量，而工作模式五中，3#端口向1#端口和2#端口同時(shí)回饋能量，因此在這兩個(gè)工作模式下，1#和2#端口等效為負(fù)載，3#端口等效為直流源。在工作模式四中，1#端口單元工作在Buck模式控制1#端口電壓Vo1，2#端口單元工作在關(guān)機(jī)模式，3#端口單元工作在Buck模式控制中間母線電壓Vbus;如果1#端口的電流io1達(dá)到其限流值，1#端口單元由控制Vo1變?yōu)榭刂苅o1，同時(shí)開通2#端口單元，變換器切換到工作模式五，此時(shí)三個(gè)端口單元都工作在Buck模式，1#端口單元控制io1，2#端口單元控制2#端口電壓Vo2，3#端口單元控制中間母線電壓Vbus。

圖5給出工作模式四和五的控制框圖，工作模式四和五的選通信號由圖中遲滯比較器的輸出vSD3決定，將電壓調(diào)節(jié)器的輸出vVo1與電流調(diào)節(jié)器的輸出vIo1進(jìn)行比較，當(dāng)vIo1＞vVo1時(shí)，vSD3為高電平，關(guān)閉2#端口單元開關(guān)管的驅(qū)動信號，變換器工作在模式四;當(dāng)vIo1＜vVo1時(shí)，vSD3為低電平，此時(shí)開通2#端口單元的開關(guān)管，變換器工作在模式五。通過比較1#端口單元電壓調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器的輸出vVo1和vIo1的大小，可以實(shí)現(xiàn)工作模式四和五之間的自由切換。

圖5 工作模式四、五的控制框圖Fig．5 Control diagram for operation mode IV and V

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)所用的數(shù)據(jù)如下:1#端口電壓:V1=48(1±10%)V;2#端口電壓:V2=36(1±10%)V;3#端口電壓:V3=160(1±10%)V;中間母線電壓:Vbus=80 V;變換器額定功率:Po=1000 W;1#端口功率的參考值:P1_ref=600 W;開關(guān)頻率:fs=50 kHz;1#端口輸入電流參考值:iin1_ref=12.5 A;1#端口輸出電流限流值:io1_ref=10.5 A;3#端口輸出電流參考值:io3_ref1=3.75 A，io3_ref2=1.88 A。

4.1 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

圖6給出了滿載時(shí)變換器在工作模式一下的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形，分別為三個(gè)端口單元主控管的驅(qū)動波形vgs1、vgs3、vgs5，AB兩點(diǎn)電壓波形vAB和電感Lf1的電流波形iLf1、CD兩點(diǎn)電壓波形vCD和電感Lf2的電流波形iLf2、EF兩點(diǎn)電壓波形vEF和電感Lf3的電流波形iLf3，從圖中可以看出中間母線電壓為80 V，3#端口電壓為160 V，由各個(gè)電感電流幅值可知，此時(shí)1#和2#端口同時(shí)向3#端口供電。

圖6 工作模式一的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig．6 Experimentalwaveforms in operation mode I

當(dāng)負(fù)載下降到半載時(shí)，Pin1_ref＞Po3，2#端口單元退出工作，由1#端口單獨(dú)供電，此時(shí)變換器切換到工作模式二，圖7給出了該模式下的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。由波形可知，中間母線電壓穩(wěn)定在80 V，vCD=Vin2=36 V，3#端口電壓為160 V，2#端口單元開關(guān)管驅(qū)動信號vgs3=0，2#端口的輸入電流為零，表明2#端口單元停止工作，1#端口單獨(dú)向3#端口供電。

當(dāng)負(fù)載繼續(xù)減小時(shí)，2#端口單元開通，變換器工作在模式三，圖8給出該模式下的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。由波形可知，2#端口單元的主控管變?yōu)镼4，工作在Buck模式穩(wěn)定2#端口電壓Vo2，中間母線電壓為80 V，2#端口單元的電感電流iLf2反向，表明2#端口吸收能量，電感電流iLf1和iLf3的方向不變，3#端口電壓穩(wěn)定在160 V。

圖7 工作模式二的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig．7 Experimentalwaveforms in operationmode II

圖8 工作模式三的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig．8 Experimentalwaveforms in operationmode III

圖9給出了工作模式四的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。由波形可知1#端口的輸出電流約為9.5 A，小于其限流值io1_ref=10.5 A，因此2#端口單元開關(guān)管驅(qū)動信號關(guān)閉，即vgs4=0，中間母線電壓為80 V，2#端口吸收的功率Po2=0，由于2#端口是負(fù)載，因此CD兩端的電壓vCD=0，1#和3#端口單元的電感電流反向，此時(shí)3#端口向1#端口單獨(dú)供電。

圖10給出了工作模式五的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。由波形可知，1#端口的輸出電流io1=io1_ref=10.5 A，達(dá)到其限流值，因此1#端口由穩(wěn)壓變?yōu)橄蘖鳎瑫r(shí)2#端口單元開關(guān)管驅(qū)動信號開通，中間母線電壓為80 V，此時(shí)3#端口向1#和2#端口同時(shí)供電。

圖9 工作模式四的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig．9 Experimentalwaveforms in operationmode IV

圖10 工作模式五的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig．10 Experimentalwaveforms in operation mode V

以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明變換器在五種工作模式下均能穩(wěn)定工作，從而驗(yàn)證了本文所提出控制策略的有效性。

4.2 動態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

圖11給出了工作模式一中負(fù)載突增到突減時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，由波形可知負(fù)載電流io3在75%滿載與滿載之間跳變時(shí)，1#端口的輸入電流穩(wěn)定在12.5 A不變，即1#源以功率Pin1_ref=600 W輸出，由于負(fù)載所需功率大于1#源提供的最大功率，因此2#端口單元沒有退出工作，其輸入電流隨著負(fù)載的變化而變化，在負(fù)載跳變的前后，中間母線和3#端口的電壓始終保持穩(wěn)定。

圖12給出了io3在半載與75%滿載之間跳變時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。當(dāng)io3從半載跳變至75%滿載時(shí)，變換器從工作模式二切換至模式一;當(dāng)io3從75%滿載跳變至半載時(shí)，變換器從工作模式一切換至模式二。由波形可知，在工作模式一和二切換的過程中，中間母線和3#端口的電壓始終保持穩(wěn)定。

圖11 工作模式一時(shí)負(fù)載突增到突減的實(shí)驗(yàn)波形Fig．11 Experimental waveforms corresponding to a step change in load current in operation mode I

圖12 工作模式一與工作模式二切換的實(shí)驗(yàn)波形Fig．12 Experimentalwaveforms corresponding tomodeswitching between operation mode Iand II

圖13 給出了io3在半載與25%滿載之間跳變時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。當(dāng)io3從25%滿載跳變至半載時(shí)，變換器從工作模式三切換至工作模式二;當(dāng)io3從半載跳變至25%滿載時(shí)，變換器從工作模式二切換至工作模式三。由波形可知，在工作模式二和三切換的過程中，中間母線和3#端口的電壓始終保持穩(wěn)定。

圖14給出了工作模式四、五之間切換時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。由波形可知，在工作模式四和五切換的過程中，中間母線電壓始終保持穩(wěn)定。

圖13 工作模式二與工作模式三切換的實(shí)驗(yàn)波形Fig．13 Experimental waveforms corresponding tomodeswitching between operation mode IIand III

圖14 工作模式四與工作模式五切換的實(shí)驗(yàn)波形Fig．14 Experimentalwaveforms corresponding tomodeswitching between operationmode IV and V

上述動態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文提出的能量管理策略可以有效實(shí)現(xiàn)各個(gè)工作模式之間的自由切換。

5 結(jié)論

本文采用一種新型三端口Buck＆Boost變換器構(gòu)建電動汽車供電系統(tǒng)，根據(jù)各種模式下的工作特點(diǎn)提出了相應(yīng)的能量管理策略，該策略具有如下優(yōu)點(diǎn):

(1)各個(gè)端口的電壓、電流和功率均能獨(dú)立控制;

(2)實(shí)現(xiàn)了任意端口之間能量的自由傳遞;

(3)實(shí)現(xiàn)了工作模式之間的自由切換以及具體工作模式下的功率分配。在實(shí)驗(yàn)室完成一臺1kW的原理樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文提出的能量管理策略的有效性。

［1］Emadi A，Williamson SS，Khaligh A．Power electronics intensive solutions for advanced electric，hybrid electric，and fuel cell vehicular power systems［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21(3):567-577．

［2］Solero L，Lidozzi A，Pomilio JA．Design ofmultiple-input power converter for hybrid vehicles［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20(5):1007-1016．

［3］Napoli A Di，Crescimbini F，Capponi FG，et al．Control strategy formultiple input DC-DC power converters devoted to hybrid vehicle propulsion systems［A］．Proc．IEEE SIE［C］．2002.1036-1041．

［4］Ferreira A A，Pomilio JA，SpiazziG，etal．Energymanagement fuzzy logic supervisory for electric vehicle power supplies system［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(1):107-115．

［5］Tao H，Duarte J L，Hendrix M A M．Three-port triplehalf-bridge bidirectional converter with zero-voltage switching［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(2):782-792．

［6］Zhao C，Round S D，Kolar JW．An isolated three-port bidirectional dc/dc converter with decoupled power flow management［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(5):2443-2453．

［7］Tao H，Duarte JL，Hendrix M A M．Family ofmultiport bidirectional DC-DC converters［A］．Proc．IEEE EPA［C］．2006．451-458．

［8］Waltrich G，Duarte JL，Hendrix M A M．Multiport converters for fast chargers of electrical vehicles-focus on high-frequency coaxial transformers［A］．Proc．IEEE IPEC［C］．2010.3151-3157．

［9］Qian Z，Abdel-Rahman O，Hu H，et al．An integrated three-port inverter for stand-alone PV applications［A］．Proc．IEEE ECCE［C］．2010.1471-1478．

［10］Qian Z，Abdel-Rahman O，Pepper M，et al．Analysis and design for paralleled three-port DC/DC converters with democratic currentsharing control［A］．Proc．IEEE ECCE［C］．2009.1375-1382．