李 杰，屈克慶，李戰(zhàn)偉

(1．上海開放大學(xué)信息與工程學(xué)院，上海200433; 2．上海電力學(xué)院電力與自動化工程學(xué)院，上海200090)

三相Z源并網(wǎng)逆變器的換相過程分析

李 杰1，屈克慶2，李戰(zhàn)偉1

(1．上海開放大學(xué)信息與工程學(xué)院，上海200433; 2．上海電力學(xué)院電力與自動化工程學(xué)院，上海200090)

三相Z源并網(wǎng)逆變器有9個開關(guān)狀態(tài)，電流換向過程相對復(fù)雜，對其換相過程的深入分析和了解有利于逆變器主回路的合理設(shè)計以及效率的提高。本文根據(jù)逆變橋上IGBT和緩沖電路的特性，通過例圖定性分析了三相Z源并網(wǎng)逆變器的換相過程。并通過一套帶三相Z源并網(wǎng)逆變器的永磁同步機風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)上的實驗證實了上述分析的正確性。

三相Z源并網(wǎng)逆變器;換相過程分析;緩沖電路

1 引言

三相Z源逆變器［1，2］是一種新型電力電子變換裝置，它具有升降壓控制靈活，單級的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使得效率更高、抗電磁干擾能力強等優(yōu)點，可應(yīng)用于風(fēng)力并網(wǎng)發(fā)電、光伏并網(wǎng)發(fā)電以及能量回饋等系統(tǒng)中。近來對三相Z源逆變器的研究已經(jīng)有很多，大多集中在調(diào)制方法和系統(tǒng)控制策略上［4-10］，對三相Z源逆變器主回路換相過程的詳細(xì)分析還沒有。但由于三相Z源逆變器中含有Z源網(wǎng)絡(luò)并具有9個開關(guān)狀態(tài)，換相過程較傳統(tǒng)逆變器更為復(fù)雜，對其換相過程的分析和對其特點的深入了解對于逆變器主回路的合理設(shè)計以及效率的提高很重要。本文以應(yīng)用了三相Z源并網(wǎng)逆變器的永磁同步機風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)為例，研究了其主回路的換相過程，并通過例圖進(jìn)行了詳細(xì)分析說明。然后通過實驗驗證了上述分析的正確性。

2 三相Z源逆變器的運行原理

電壓型三相Z源并網(wǎng)逆變器的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 三相Z源并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig．1 Main circuit of three-phase Z-source grid-connected inverter

眾所周知，傳統(tǒng)三相逆變器有8個開關(guān)狀態(tài)，可獲得8個電壓矢量:6個非零電壓矢量和2個零電壓矢量。而圖1中的三相Z源并網(wǎng)逆變器可以有第9個開關(guān)狀態(tài)，即:當(dāng)同一橋臂上下兩個開關(guān)同時開通。在傳統(tǒng)的三相逆變器中這種上下橋臂直通的狀態(tài)是不允許的，因為它將導(dǎo)致直流電源短路，產(chǎn)生過電流，從而損壞逆變裝置。但Z源網(wǎng)絡(luò)卻使這種直通零電壓狀態(tài)不但成為可能，而恰恰是利用直通零電壓狀態(tài)為逆變器提供了獨特的升/降壓特性。

文獻(xiàn)［1］指出，Z源網(wǎng)絡(luò)與逆變器之間的直流母線電壓峰值可表示為

這里由于Z網(wǎng)絡(luò)為對稱網(wǎng)絡(luò)，vC1=vC2=vC;B為升壓因子。逆變器交流側(cè)輸出相電壓峰值可表示為

3 主回路換相過程分析

當(dāng)Z源并網(wǎng)逆變器的PWM模式采用平均對稱規(guī)則采樣時，a、b、c三相的觸發(fā)脈沖以中心為對稱，如圖2(a)所示。它對應(yīng)于圖2(b)中第一扇區(qū)的電壓矢量V0、V4、V6、V7，保證每次電壓矢量的變化只改變一個開關(guān)，以達(dá)到開關(guān)次數(shù)最少的目的。

圖2PWM模式與空間電壓矢量Fig．2 PWM pattern and space voltage vector

假設(shè)Z源并網(wǎng)逆變器在某一段時間內(nèi)以電壓矢量V4、V6及零電壓矢量V0、V7(或直通零電壓矢量)的方式工作，且假定t0～t9這段時間內(nèi)，并網(wǎng)的三相電流為ia＞0，ib＜0，ic＜0(假定電流流入電網(wǎng)的方向為正，流出為負(fù))。從圖2(a)可知，在t1時刻以前，空間電壓矢量為V0，此時逆變橋下面的三個IGBT觸發(fā)導(dǎo)通。圖3顯示了零電壓矢量V0的換相情況。圖3中，Rs、Ds、Cs組成緩沖電路，可以看作是a、b、c三相緩沖電路的綜合等效電路。由于ia＞ 0，雖然S4被觸發(fā)，但ia并不經(jīng)過S4，而是沿著續(xù)流二極管D4流通。由于ib＜0，ic＜0，所以ib、ic分別流經(jīng)S6、S2。此時二極管D上的電流分別沿著L1、C2、VDC和C1、L2、VDC兩回路流動。以下分析可參見本文第4節(jié)中換相時序與實驗波形對應(yīng)圖。

圖3 換相過程之一Fig．3 Commutation process 1

到了t1時刻，由圖2可知電壓矢量變?yōu)榱薞4，S4的觸發(fā)被撤銷，S1得到觸發(fā)而導(dǎo)通。由于此時D4仍在導(dǎo)通狀態(tài)，S1的導(dǎo)通導(dǎo)致S1、D4瞬間短路，短路電流為is，其大小由D4的反向恢復(fù)電流決定。在這個換相時刻Z網(wǎng)絡(luò)電容上的電流是流出電容的方向。這是由于ia此時大于Z網(wǎng)絡(luò)電感上流過的電流，所以不足的電流量要靠Z網(wǎng)絡(luò)電容上的電流來補充。ia沿著 VDC、D、L1、Lm、S1、La、ea、eb、Lb(或ec、Lc)、L2的回路流動，如圖4所示。

圖4 換相過程之二Fig．4 Commutation process 2

由于S1、D4瞬間短路，造成逆變橋直流側(cè)P、N線間電壓驟減，因而緩沖電路上電容Cs(容量很小)兩端電壓一開始會突然下跌。當(dāng)短路電流達(dá)到D4的反向截止電流時，is開始迅速減小并消失，D4截止。is的突然消失在Z網(wǎng)絡(luò)電感L1、L2和直流側(cè)布線電感Lm上引起較大的反電動勢。此時P點電壓為Z網(wǎng)絡(luò)電容電壓加上上述的反電動勢，故VPN突然升高，出現(xiàn)一個正尖峰電壓。電感L1、L2和電感Lm上的反電動勢經(jīng)Ds向Cs充電(如圖5所示)。Cs兩端電壓由負(fù)尖峰電壓立刻變?yōu)檎夥咫妷骸?/p>

iL的充電時間很短，Cs上電壓上升很快，并瞬間超過VPN，而iL則很快消失。Cs通過兩邊的回路放電，同時Cs和PN上的尖峰電壓也很快消失，如圖6所示。Cs上的電壓下降到與穩(wěn)態(tài)的VPN相等時，該放電過程消失，P、N母線上的電流為ia，而且在t2時刻之前一直保持這個值，此時電流情況如圖7所示。

圖5 換相過程之三Fig．5 Commutation process 3

圖6 換相過程之四Fig．6 Commutation process 4

圖7 換相過程之五Fig．7 Commutation process 5

到了t2時刻，電壓矢量變?yōu)閂6。此時S6的觸發(fā)被撤銷，S3被觸發(fā)，但由于ib＜0，故S3上沒有電流流過，ib通過續(xù)流二極管D3流動，而P、N母線上電流變?yōu)閕c(如圖8所示)。

圖8 換相過程之六Fig．8 Commutation process 6

由于穩(wěn)態(tài)時電感L1、L2電流基本恒定，所以電容C1、C2上電流同圖7相比減少，甚至有可能為正值。和圖4不同的是，在這一次的換相瞬間沒有發(fā)生PN間的短路現(xiàn)象。在圖4中，換相狀態(tài)由二極管續(xù)流改為由IGBT供流時，由于續(xù)流二極管存在反向恢復(fù)過程，故瞬間引起二極管反向?qū)ǎa(chǎn)生短路電流。而在由IGBT供流改為由二極管續(xù)流時，則不會產(chǎn)生這種現(xiàn)象。

到了t3時刻，電壓矢量換成V7。此時S2的觸發(fā)被撤銷，S5被觸發(fā)，但由于ic＜0，故S5上沒有電流流過，ic通過續(xù)流二極管D5流動，電容C1、C2上的電流也變?yōu)榉聪蛄鲃?如圖9所示)。

圖9 換相過程之七Fig．9 Commutation process 7

從t4時刻開始，系統(tǒng)進(jìn)入了獨有的直通狀態(tài)。此時上下橋臂的六個IGBT全部打開，形成PN母線的直通。Cs通過直通回路放電，如圖10所示。由于直通狀態(tài)時二極管D處于截止?fàn)顟B(tài)，Z網(wǎng)絡(luò)上電流按C1、L1(或L2、C2)、2個Lm、6個IGBT回路流動。

圖10 換相過程之八Fig．10 Commutation process 8

t5時刻電壓矢量又變?yōu)榱闶噶縑7。在切換瞬間，PN上電壓開始恢復(fù)，同時Z網(wǎng)絡(luò)給Cs充電(如圖11所示)。經(jīng)過幾個小幅振蕩后Cs上電壓和PN電壓達(dá)到平衡，電流流動狀態(tài)又回到圖9所示的情況。

在t6時刻，電壓矢量由V7向V6切換。此時S5的觸發(fā)被撤銷，S2被觸發(fā)，由于ic＜0，故S2上有電流流過。而且由于D5的反向恢復(fù)特性，S2、D5瞬間短路現(xiàn)象發(fā)生，短路電流為is，其大小由D5的反向恢復(fù)電流決定。Cs上電壓也會瞬間跌落。電流情況如圖12所示。

圖11 換相過程之九Fig．11 Commutation process 9

圖12 換相過程之十Fig．12 Commutation process 10

當(dāng)短路電流達(dá)到D5的反向截止電流時，is開始迅速減小并消失，D5截止。is的突然消失在Z網(wǎng)絡(luò)電感L1、L2和直流側(cè)布線電感Lm上引起較大的反電動勢。此時P點電壓為Z網(wǎng)絡(luò)電容電壓加上上述的反電動勢，故VPN突然升高，出現(xiàn)一個正尖峰電壓。電感L1、L2和電感Lm上的反電動勢經(jīng)Ds向Cs充電(如圖13所示)。Cs兩端電壓由負(fù)尖峰電壓立刻變?yōu)檎夥咫妷骸＝?jīng)過幾個小幅振蕩后Cs上電壓和PN電壓達(dá)到平衡，電路回到圖8所示的狀態(tài)。

圖13 換相過程之十一Fig．13 Commutation process 11

在t7時刻，電壓矢量由V6向V4切換。此時S3的觸發(fā)被撤銷，S6被觸發(fā)，由于ib＜0，故S6上有電流流過。由于D3的反向恢復(fù)特性，發(fā)生了和上一個換相過程一樣的瞬間短路狀態(tài)。電流狀態(tài)如圖14所示。緩沖電路也經(jīng)過了和上一個換相過程一樣的充放電過程，然后系統(tǒng)回到圖7所示的電路狀態(tài)。

從t8時刻開始，電壓矢量又切換為V0。此時S1的觸發(fā)被撤銷，S4被觸發(fā)，由于ia＞0，故S4上沒有電流流過，電流通過續(xù)流二極管D4流動。由于是從IGBT向續(xù)流二極管換相，故沒有瞬間短路現(xiàn)象發(fā)生。電路換相后又回到了圖3所示的狀態(tài)。

圖14 換相過程之十二Fig．14 Commutation process 12

在t9時刻，系統(tǒng)又會經(jīng)歷一次直通狀態(tài)，發(fā)生和圖10一樣的換相情況。經(jīng)過了這次直通狀態(tài)后，主回路又回到了零矢量的狀態(tài)，也就是t0和t1時刻之間的狀態(tài)(如圖3所示)。

4 實驗研究

為了驗證換相過程分析的正確性，本文設(shè)計了一套小型的基于Z源逆變器的永磁同步機風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)平臺，并在上面做了實驗。實驗參數(shù)為:變頻器220V、7.0A;異步機0.75kW、380V、2.0A、2對極(模擬風(fēng)力發(fā)電機);永磁同步機為1kW、3對極;Z源網(wǎng)絡(luò)電容C1=C2=2700μF，Z源網(wǎng)絡(luò)電感L1=L2=5.7mH;交流側(cè)電感L為5.22mH;電容電壓vC設(shè)定值為110V。

圖15(a)是系統(tǒng)穩(wěn)定運行時Z源網(wǎng)絡(luò)上二極管兩端電壓和電流波形。圖15(b)是PN母線間電壓波形。

圖15 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時Z網(wǎng)絡(luò)有關(guān)實驗波形Fig．15 Stable state waveforms of Z-source network

圖16顯示了三相Z源逆變器電流換相時PN母線間電壓與P母線上電流的實驗波形。從16(a)的換相時序與波形對應(yīng)圖可以看出，每個載波周期都有兩次直通過程，有三次因二極管反向恢復(fù)特性造成的瞬間短路現(xiàn)象。從圖16(b)的情況可以看出，短路瞬間的P、N母線上電流及線間電壓變化與上文的分析相一致。

圖16 PN線間電壓與P母線上電流實驗波形Fig．16 Waveforms of vPNand current in line P

另外如果選單電容作為IGBT的緩沖電路，由于在直通狀態(tài)期間PN線間電壓被拉到零，緩沖電容電壓也為零，而在直通狀態(tài)結(jié)束后，緩沖電容的充電過程較長(如圖17所示)，造成PN線間電壓恢復(fù)較慢，從而將使得升壓比的控制難以精確。

圖17 緩沖電路為單電容時PN線間電壓波形Fig．17 Waveform of vPNwith non-inductive capacitor as snubber circuit

5 結(jié)論

通過對三相Z源逆變器主回路換相過程的詳細(xì)分析和實驗可以知道，每個載波周期主回路都有兩次直通過程，有三次因二極管反向恢復(fù)特性造成的瞬間短路現(xiàn)象。由于器件額外的直通過程使得三相Z源逆變器的損耗也會增加。因此在應(yīng)用三相Z源逆變器時，主回路設(shè)計應(yīng)注意以下幾個問題:

(1)直通量控制方法可改為單相直通模式，來減小器件的損耗。

(2)P、N母線宜采用層疊設(shè)計，盡量減少布線電感。

(3)不宜采用單電容緩沖電路，可采用RDC緩沖電路或寄生電感很小的緩沖電路，如三角形吸收電路。如果在中小功率的應(yīng)用中選單電容作為IGBT的緩沖電路的話，在兩個直通短路狀態(tài)結(jié)束后，PN母線間電壓恢復(fù)較慢，會使得升壓比的控制難以精確。

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Commutation analysis of three-phase Z-source inverter

LI Jie1，QU Ke-qing2，LI Zhan-wei1
(1．Shanghai Open University，School of Information and Engineering，Shanghai 200433，China; 2．Shanghai University of Electric Power，School of Electric Power and Automation Engineering，Shanghai 200090，China)

The three-phase Z-source inverter has 9 switching states，so its commutation is complicated relatively．In this paper，according to the properties of IGBT and snubber circuit in the phase leg，commutation process of the three-phase Z-source inverter is analyzed in detail by illustrations．The results of experiment on the Permanent Magnet Synchronous Generator(PMSG)wind generation system based on three-phase Z-source inverter verify the correctness of the analysis．

three-phase Z-source inverter;commutation analysis;snubber circuit

TM614

A

1003-3076(2014)06-0030-06

2013-05-06

上海市教育委員會科研創(chuàng)新項目資助(編號11YZ257)

李 杰(1973-)，男，河南籍，講師，博士，研究方向為電力變換技術(shù)和可再生能源發(fā)電;屈克慶(1970-)，男，河南籍，副教授，博士，研究方向為電力變換技術(shù)和可再生能源發(fā)電。