郭曉鋒，葉 焱，劉太君，徐 謙

（寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，浙江寧波315211）

0 引言

隨著通信技術(shù)的快速發(fā)展，現(xiàn)代移動(dòng)通信系統(tǒng)呈現(xiàn)出多種通信標(biāo)準(zhǔn)并存、多個(gè)通信頻段劃分的局面[1]。多波段、多模式操作不可避免地成為了未來(lái)移動(dòng)通信系統(tǒng)發(fā)展的趨勢(shì)[2]。Doherty功放由于具有顯著的效率提高能力，成為現(xiàn)代基站部署的首選結(jié)構(gòu)之一，然而其功率合成器內(nèi)在的窄帶特性使其在現(xiàn)代及未來(lái)寬帶通信系統(tǒng)中的應(yīng)用受到限制[3]。因此開(kāi)展功率合成網(wǎng)絡(luò)的多波段、多模式操作研究成為了國(guó)內(nèi)外學(xué)者關(guān)注的焦點(diǎn)[4－8]。

功率合成網(wǎng)絡(luò)主要由一定特性阻抗的1/4波長(zhǎng)線組成，研究功率合成網(wǎng)絡(luò)的寬帶可調(diào)操作旨在研究1/4波長(zhǎng)線的寬帶可調(diào)操作。近幾年來(lái)，T型微帶線結(jié)構(gòu)、射頻開(kāi)關(guān)和多枝節(jié)耦合線等被廣泛應(yīng)用到1/4波長(zhǎng)線阻抗變換器的多波段設(shè)計(jì)中。文獻(xiàn)[5]提出了一種并發(fā)雙波段1/4波長(zhǎng)阻抗變換器結(jié)構(gòu)，通過(guò)對(duì)傳統(tǒng)T型傳輸線網(wǎng)絡(luò)的分析設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)相分離的2個(gè)頻點(diǎn)處的1/4波長(zhǎng)傳輸線功能。文獻(xiàn)[8]中，借助于單刀多置射頻開(kāi)關(guān)在多個(gè)不同頻點(diǎn)1/4波長(zhǎng)線間切換，來(lái)實(shí)現(xiàn)1/4波長(zhǎng)線的多波段操作。以上方法設(shè)計(jì)的功率合成網(wǎng)絡(luò)，瞬時(shí)工作帶寬相對(duì)較窄，占用電路面積過(guò)大，不適用于現(xiàn)代移動(dòng)通信系統(tǒng)。

1 理論分析及設(shè)計(jì)公式

1.1 變?nèi)荻O管拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

一個(gè)變?nèi)荻O管電容值通?？梢员硎緸閇9]:

式中，C（V）是反向偏置V時(shí)總的電容值;φ是變?nèi)荻O管的內(nèi)建電勢(shì)（0.6～0.8V）;K是常數(shù);n是冪律指數(shù)（約為0.5）。

變?nèi)荻O管外加射頻信號(hào)Vac后，真正施加在變?nèi)荻O管上的偏置電壓是v=Vdc+Vac，Vdc是加載的直流偏置電壓，改寫式（1）可以得到:

式（2）按照Volterra級(jí)數(shù)展開(kāi)可以得到:

其中:

由式（3）可知，隨著射頻信號(hào)Vac的加載，產(chǎn)生了大量的偶次和奇次分量，C1的存在導(dǎo)致了二階失真，C2的存在導(dǎo)致了三階失真，從而引起了系統(tǒng)的非線性失真。在雙音信號(hào)的激勵(lì)下，三階互調(diào)失真極易落在帶內(nèi)，不易被濾波器消除，造成了較大影響。通過(guò)研究發(fā)現(xiàn)[10]，將變?nèi)荻O管按照?qǐng)D1（a）反向串聯(lián)的連接方式接入電路，可以很好地抵消因?yàn)槠骷姆蔷€性產(chǎn)生的偶次諧波失真和互調(diào)失真。

圖1 電路結(jié)構(gòu)框圖

1.2 1/4波長(zhǎng)線pi型網(wǎng)絡(luò)等效

圖1（b）所示為傳統(tǒng)單波段1/4波長(zhǎng)微帶線，其特性阻抗為Z0。它可以由一段微帶線并聯(lián)2個(gè)電容后構(gòu)成的pi型網(wǎng)絡(luò)等效電路進(jìn)行等效，具體結(jié)構(gòu)如圖1（c）所示，pi型網(wǎng)絡(luò)等效電路中，串聯(lián)微帶線電長(zhǎng)度為θ，特性阻抗為Z，并聯(lián)電容容值為C。為了便于分析，假設(shè)所提出的結(jié)構(gòu)是無(wú)損耗的。

圖1（c）所示pi型網(wǎng)絡(luò)1/4波長(zhǎng)等效電路的ABCD參數(shù)可以寫為:

式中，ω代表角頻率。

而圖1（b）所示傳統(tǒng)1/4波長(zhǎng)微帶線的ABCD參數(shù)為:

由提出的pi型網(wǎng)絡(luò)等效電路與一段特性阻抗為Z0、相位為90°的微帶線等效可得:

則提出的pi型網(wǎng)絡(luò)等效電路中的元件參數(shù)可由式（8）和式（9）確定:

2 可調(diào)1/4波長(zhǎng)線結(jié)構(gòu)

根據(jù)以上理論分析，提出了一種可調(diào)1/4波長(zhǎng)阻抗變換器[11]結(jié)構(gòu)，如圖2所示。將圖1（a）所示反向串聯(lián)變?nèi)荻O管結(jié)構(gòu)，替換圖1（c）所示的1/4波長(zhǎng)線pi型網(wǎng)絡(luò)等效電路中的并聯(lián)電容，實(shí)現(xiàn)電容的可調(diào)節(jié)操作。合并化簡(jiǎn)式（8）和式（9），得到式（10）如下:

式中，f為與角頻率ω對(duì)應(yīng)的工作頻率;特性阻抗Z可由pi型網(wǎng)絡(luò)等效電路中串聯(lián)微帶線的尺寸近似確定。

圖2 可調(diào)1/4波長(zhǎng)阻抗變換器結(jié)構(gòu)

由式（10）可知，pi型網(wǎng)絡(luò)等效電路中并聯(lián)電容容值C與工作頻點(diǎn)f成反比關(guān)系。因此借助變?nèi)荻O管的電調(diào)特性，通過(guò)調(diào)節(jié)其偏置電壓，實(shí)現(xiàn)pi型1/4波長(zhǎng)線等效電路的調(diào)諧操作。

3 實(shí)驗(yàn)仿真及性能分析

利用安捷倫ADS（Advanced Design System）[12]仿真軟件，對(duì)所提出的pi型可調(diào)1/4波長(zhǎng)線阻抗變換器進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。設(shè)計(jì)指標(biāo)是1.65～2.05GHz（400MHz）帶寬內(nèi)，實(shí)現(xiàn)pi型1/4波長(zhǎng)線調(diào)諧工作，瞬時(shí)工作帶寬為50MHz。圖2中的X1～X4選用Skyworks公司的SMV2020－079LF壓控變?nèi)荻O管（0.35～3.20 pF）。同時(shí)又設(shè)計(jì)了一段中心頻率在1.85GHz的傳統(tǒng)1/4波長(zhǎng)微帶線進(jìn)行性能比較，結(jié)構(gòu)如圖1（b）所示。印制板的介質(zhì)材料選擇的是Rogers4350B微波介質(zhì)基片，相對(duì)介電常數(shù)為3.66，厚度為0.762mm。

所設(shè)計(jì)的可調(diào)1/4波長(zhǎng)線串聯(lián)微帶參數(shù)W=1.51mm、L=19.86mm，并聯(lián)變?nèi)荻O管偏置電壓參數(shù)（Vbias）選取如表1所示，傳統(tǒng)1/4波長(zhǎng)微帶線參數(shù)W1=1.59mm、L1=24.08mm。在較寬頻帶范圍內(nèi)（1.65～2.05GHz），所設(shè)計(jì)的可調(diào)1/4波長(zhǎng)阻抗變換線的S參數(shù)如圖3（a）所示，通過(guò)電調(diào)諧，實(shí)現(xiàn)插入損耗S21在－0.20dB以內(nèi)，與傳統(tǒng)1/4波長(zhǎng)線相當(dāng);回波損耗S11好于－25dB，且優(yōu)于傳統(tǒng)1/4波長(zhǎng)線;在較寬頻帶范圍內(nèi)，保證了pi型1/4波長(zhǎng)阻抗變換器近似50Ω的特性阻抗。另外，所提可調(diào)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的90°相位誤差如圖3（b）所示，整個(gè)頻段內(nèi)保持在±3°以內(nèi)，優(yōu)于傳統(tǒng)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)±12°的相位誤差。

表1 可調(diào)1/4波長(zhǎng)線并聯(lián)變?nèi)荻O管偏置電壓參數(shù)

圖3 可調(diào)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)及傳統(tǒng)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的仿真結(jié)果

接著采用飛思卡爾半導(dǎo)體公司峰值輸出功率4W的MW6S004N設(shè)計(jì)了4個(gè)Doherty結(jié)構(gòu)功放，結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示，分別工作在1.7GHz、1.8GHz、1.9GHz和2.0GHz，再將其中的單波段1/4波長(zhǎng)線（圖4所示A、B部分）用可調(diào)1/4波長(zhǎng)線（圖2所示）替換，僅通過(guò)調(diào)節(jié)偏置電壓，實(shí)現(xiàn)該網(wǎng)絡(luò)在4個(gè)頻點(diǎn)間的調(diào)諧和阻抗變換作用。

圖4 傳統(tǒng)Doherty功放結(jié)構(gòu)框圖

圖5、圖6、圖7和圖8顯示了在連續(xù)波單音信號(hào)測(cè)試下的4個(gè)頻段Doherty功放增益和效率曲線，可調(diào)1/4波長(zhǎng)阻抗變換線（“*”標(biāo)記）替代單波段1/4波長(zhǎng)阻抗變換線（“o”標(biāo)記）以后，4個(gè)頻點(diǎn)處的Doherty功放增益和效率曲線基本接近，或者前者略低于后者。所設(shè)計(jì)可調(diào)1/4波長(zhǎng)線在實(shí)現(xiàn)基本的1/4波長(zhǎng)阻抗變換功能的同時(shí)，還實(shí)現(xiàn)了較寬頻帶范圍內(nèi)的調(diào)諧工作。

圖5 1.7 GHz頻點(diǎn)處Doherty功放增益和效率曲線

圖6 1.8 GHz頻點(diǎn)處Doherty功放增益和效率曲線

圖7 1.9 GHz頻點(diǎn)處Doherty功放增益和效率曲線

圖8 2.0 GHz頻點(diǎn)處Doherty功放增益和效率曲線

4 結(jié)束語(yǔ)

分析了變?nèi)荻O管的可調(diào)諧特性及其低失真拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并結(jié)合傳統(tǒng)1/4波長(zhǎng)線pi型網(wǎng)絡(luò)等效模型的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，給出了一種可調(diào)功率合成網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)得:在1.65～2.05GHz較寬頻帶范圍內(nèi)，該結(jié)構(gòu)能以直流電壓控制（0～20V）實(shí)現(xiàn)可調(diào)諧操作，并保持－25dB以下的回波損耗和±3°的相位誤差，與單波段1/4波長(zhǎng)線構(gòu)成的功率合成網(wǎng)絡(luò)相比，獲得較優(yōu)的寬帶性能。因此，上述提出的方案很好地解決了Doherty功放中功率合成網(wǎng)絡(luò)帶寬展寬問(wèn)題，它為現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)中Doherty功放的多波段、多模式操作研究提供了一條有效的途徑。

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