劉志偉，胡　嵐，蘇鵬飛，劉紅妮

(西安近代化學研究所，陜西西安　710065)

0　引言

近紅外光譜分析技術(NIR)作為近年來發(fā)展最快的高新技術之一，具有快速無損，綠色環(huán)保，操作方便，檢測效率高，適用于實時在線分析等優(yōu)點[1]。信號采集系統(tǒng)的研究一直是近紅外光譜儀器研制過程中的重要環(huán)節(jié)。文中針對微型化和專用化的要求，設計實現(xiàn)了一種基于數(shù)字化解調技術的增益可調型近紅外光譜信號采集系統(tǒng)[2]，該系統(tǒng)信號處理電路簡單，調試環(huán)節(jié)少，可用于便攜式及微型化近紅外光譜儀。

1　數(shù)字化解調技術

數(shù)字信號與模擬信號相比較，具有易于存儲、可靠性高等優(yōu)點，近年來數(shù)字信號處理技術得到了廣泛的應用。許多模擬信號處理部分正在逐漸被數(shù)字化變換取代，從而可以進行數(shù)字信號處理。信號的數(shù)字化解調方法中應用最廣的是數(shù)字正交解調法。在理想情況下，數(shù)字正交解調方法具有精度高，誤差小等優(yōu)點。但實際應用中存在很大的局限性，電路設計復雜，通常要用到數(shù)控振蕩器(NCO)或鎖相環(huán)等器件，同時對器件的技術指標要求很高，非常耗費資源[3]。

數(shù)字化包絡解調技術則是將模數(shù)轉換器(ADC)采集得到的數(shù)據(jù)進行一定的加減運算，用數(shù)字化運算方式實現(xiàn)模擬正交解調方法中的正交和低通濾波功能，最終計算得到被測信號的包絡幅值。圖1為數(shù)字化包絡解調算法的原理圖。x(t)是正弦波輸入信號，該信號經(jīng)ADC轉換得到離散信號序列x[n]。構造與x[n]相位相差90°的參考信號序列r1[n]和r2[n]，將x[n]與r1[n]和r2[n]分別進行PSD(相敏檢波)算法得到up1[n]和up2[n]。設采集的信號總周期數(shù)為M，單周期采樣點數(shù)為4N，則up1[n]和up2[n]這兩組離散信號序列的數(shù)據(jù)總點數(shù)為4NM，對這兩組信號序列M個周期的數(shù)據(jù)求和并除以4NM計算其平均值，得到代表信號包絡I分量和Q分量的值I[n]和Q[n]，計算這兩個分量的平方和并開方，其結果就是正弦輸入信號x(t)的包絡幅值Vs[4-5]。

圖1　數(shù)字化包絡解調算法原理圖

2　數(shù)字解調信號采集系統(tǒng)設計與實現(xiàn)

信號采集系統(tǒng)的整體結構框圖如圖2所示：光電傳感器接收到的交變模擬信號經(jīng)濾波放大初步調理波形，然后通過ADC進行模數(shù)轉換。ADC的采集時序是由單片機控制CPLD中的分頻采集模塊提供的。采集所得數(shù)據(jù)經(jīng)16位并行數(shù)據(jù)總線發(fā)送至CPLD中的數(shù)據(jù)預處理模塊進行均值計算，而后發(fā)送至單片機。數(shù)據(jù)在單片機內部經(jīng)過數(shù)字化包絡解調算法得到被測信號的包絡幅值，隨后送至上位機進行顯示和分析[6-7]。

圖2　信號采集系統(tǒng)整體結構框圖

2．1硬件設計

系統(tǒng)選用了MAXII系列，型號為EPM240T100C5N的CPLD芯片；信號濾波放大電路選用了高集成度通用有源濾波器UAF42；ADC選用美國16位并行輸出、250 kHz 、逐次逼近型(簡稱SAR型)模數(shù)轉換器ADS8505，其內部集成精密基準源，單+5 V供電；使用的單片機為STC89LE54RD+。

2．1．1信號濾波放大電路設計

參考UAF42的器件說明書搭建了信號濾波放大電路，同時使用EDA軟件Multisim10．0進行電路仿真，以確定R4、R5的電阻值是否符合帶通濾波中心頻率的要求。圖3為仿真濾波放大電路圖。

圖3　利用Multisim仿真UAF42帶通濾波電路圖

運行電路仿真后，調整R4、R5的阻值。當R4=1 MΩ，R5=68 kΩ時，查看波特圖示儀如圖4所示，搭建的帶通濾波器的中心頻率約為608 Hz，與調頻得到的610 Hz近紅外光譜信號基本吻合。

圖4　UAF42帶通濾波仿真電路波特圖

2．1．2ADC轉換模塊設計

ADS8505單個數(shù)據(jù)轉換過程所需的最小時間是4 μs．控制采樣方式為：CS腳接地，同時給R/C腳提供一個低電平保持時間大于40 ns且小于1 750 ns，單脈沖周期大于4 μs的時序脈沖。該采樣方式時序圖如圖5所示。

圖5　由R/C腳控制采集的ADC時序圖(CS腳接地)

由于選用的CPLD芯片電平為3.3 V，ADC芯片電平為5 V．為了解決兩芯片電平不一致的問題，選擇SN74LVTH162245作為電平轉換器，它是16位總線收發(fā)器，可作為1個16位收發(fā)器或者2個8位收發(fā)器使用。該器件可以根據(jù)方向控制引腳(DIR)和輸出使能引腳(OE)的邏輯電平組合來控制數(shù)據(jù)在A總線和B總線之間的傳輸方向。表1為DIR與OE數(shù)據(jù)傳輸控制功能表[8]。

表1　DIR與OE數(shù)據(jù)傳輸控制功能表

ADC轉換模塊電路原理圖如圖6所示，AD8505的16位并行數(shù)據(jù)總線連接到SN74LVTH162245的B總線，經(jīng)過電平轉換后，數(shù)據(jù)從A總線發(fā)送至CPLD，解決了CPLD和ADC芯片電平的匹配問題。

2．2CPLD內部程序設計

綜合開發(fā)平臺QuartusⅡ軟件是CPLD程序設計的主要工具[9]，其輸入方式有文本輸入、core輸入和模塊輸入等。模塊輸入簡潔方便，直觀性強，所以選擇模塊輸入設計了分頻采樣和數(shù)據(jù)預處理兩個程序模塊[9]。

圖7為分頻采樣模塊的頂層原理圖，這里給出的是單周期采樣點數(shù)為32時的程序。CPLD_CLK(PIN_12)與50 MHz有源晶振連接，經(jīng)過20分頻，在CLK1腳得到2.5 MHz的時鐘脈沖，連接單片機P1．3的CPLD_EN(PIN_99)控制計數(shù)模塊Ipm_counter4計數(shù)，與比較模塊Ipm_compare6設置的datab[]值比較，得到ADC所需的采集時序脈沖。

圖7為數(shù)據(jù)預處理模塊。ADC采集到的數(shù)據(jù)在N4_PP模塊中進行求平均值預處理，得到的16位數(shù)據(jù)通過數(shù)據(jù)鎖存器74373發(fā)送至單片機P0和P2接口。

N4_PP模塊底層程序流程圖如圖8所示。N4_PP的clk腳連接ADS8505的busy腳信號，當busy腳電平為高時表示數(shù)據(jù)完成轉換，可以繼續(xù)接收數(shù)據(jù)，將接收到的8個16位數(shù)據(jù)進行累加，和值賦于19位變量temp，此時預解鎖位latch置1。當busy腳電平為低時將temp右移3位，相當于求得8個數(shù)據(jù)的平均值。然后N4_PP的Mcu_clk被Latch位置1，2片74373數(shù)據(jù)解鎖，將最終數(shù)據(jù)送至單片機P0，P2口。

圖6　ADC轉換模塊電路原理圖

圖7　分頻采樣模塊頂層原理圖

圖8　N4_PP模塊底層程序流程圖

3　實驗及分析

3．1采集周期數(shù)對信噪比的影響實驗

實驗設備使用自研的火炸藥專用近紅外光譜儀，實驗目的是通過對最終掃描圖譜信噪比的計算，確定采集周期數(shù)的最佳值。調用上層軟件系統(tǒng)測試菜單中的單點采集功能，采集周期數(shù)依次取20、22、…30、32、…48、50，一共16個值，每個值重復采集100次。利用Matlab軟件，將采集到的100個數(shù)據(jù)求均值，算出最大偏差，最終得到不同采集周期數(shù)對應的信噪比。圖9為采樣周期數(shù)與對應的信噪比關系圖。

圖9　采樣周期數(shù)與信噪比關系圖

從圖9可見，隨著采樣周期數(shù)的增大，信噪比總體上在逐漸增大。由于每個點測量100次所得到的數(shù)據(jù)量較小，計算所得的信噪比不能精確反映實際信噪比，所以圖中信噪比隨周期數(shù)增大呈現(xiàn)出盤旋上升的趨勢。考慮到采集周期數(shù)增大會使對應的測量時間變長，根據(jù)實際情況選取采樣周期數(shù)為30。

3．2單周期采樣點數(shù)對信噪比的影響實驗

實驗的目的是驗證單周期采樣點數(shù)對最終掃描圖譜信噪比的影響。在Quartus中修改 CPLD程序，生成單周期采樣點數(shù)為32、64、128、256的程序。將修改完成的程序逐個下載至CPLD內，連續(xù)掃描儀器自帶的標準樣品10次。圖10～圖13是單周期采樣點數(shù)分別為32、64、128、256時測得的10次標準樣品圖譜。

圖10　單周期32點采樣數(shù)據(jù)

圖11　單周期64點采樣數(shù)據(jù)

圖12　單周期128點采樣數(shù)據(jù)

圖13　單周期256點采樣數(shù)據(jù)

求出10組數(shù)據(jù)相同測量點的平均值，進而得到數(shù)據(jù)最大偏差和最小偏差，將平均值除以最大偏差與最小偏差的差值，算出該點的信噪比。整個測量過程總計325個點，這些點對應的信噪比最大值，最小值和平均值如表2所示。

從圖10～圖13中可以看出單周期采樣點數(shù)越多，10次重復測量的譜圖重合度越高。表2中的信噪比數(shù)據(jù)進一步表明，隨著單周期采樣點數(shù)的增大，測得的數(shù)據(jù)信噪比隨之增大。所以增加單周期采樣點數(shù)可以提高系統(tǒng)的信噪比，最終選擇256作為最佳單周期采樣點數(shù)。

表2　不同單周期采樣點數(shù)測得數(shù)據(jù)的信噪比

4　結束語

基于數(shù)字化包絡解調技術，通過合理的電路設計，實現(xiàn)了一種信號處理簡單靈活的近紅外光譜信號采集系統(tǒng)。設計了采集周期數(shù)和單周期采集點數(shù)對儀器信噪比的影響實驗，確定了最佳采集點數(shù)和采集周期數(shù)，提高了儀器信噪比。在信號處理方面，用數(shù)字解調方法替代了傳統(tǒng)的模擬解調方法，精簡了電路并減少了調試環(huán)節(jié)。

參考文獻：

[1]陸婉珍，袁洪福．現(xiàn)代近紅外光譜分析技術．北京：中國石化出版社，2007．

[2]黃玉斌．微型近紅外光譜儀信號采集系統(tǒng)關鍵技術研究：[學位論文]．重慶：重慶大學，2008．

[3]張藝萌．幾種AM信號數(shù)字化解調算法比較．現(xiàn)代電子技術，2011(17)：125-128．

[4]戎建剛．帶通信號的數(shù)字正交采樣定理及優(yōu)化設計．電子與信息學報，2001(11)：1091-1094．

[5]王中興，榮亮亮，林君．基于4倍頻采樣的數(shù)字正交FID信號檢測技術．數(shù)據(jù)采集與處理，2010(5) ：626-630．

[6]占細雄，林君，王智宏．便攜式近紅外礦物分析系統(tǒng)．儀表技術與傳感器，2004(11) ：9-11．

[7]王智宏，林君，武子玉．便攜式礦物近紅外光譜儀器的研制．儀器儀表學報，2005(11)：1135-1138．

[8]王蕊，于超．8線總線收發(fā)器SN74LVCC3245的原理及應用．國外電子元器件，2005(7)：71-72．

[9]CPLD/FPGA應用系統(tǒng)設計與產(chǎn)品開發(fā)．北京：人民郵電出版社，2005．