茍　靜，馮全源

(西南交通大學信息科學與技術學院微電子研究所，四川成都　610031)

0　引言

隨著電路的集成密度不斷提高，功耗成為影響電路功能及穩(wěn)定性的重要因素，功耗會引起芯片溫度的升高，進一步引起PN結熱擊穿而過流，從而導致芯片無法正常工作，因此，功率電路通常需要過溫保護電路[1]。過溫保護電路的設計思路是利用對溫度敏感的元件來檢測芯片內(nèi)部溫度的變化，當溫度超過設定值時，保護電路工作，將系統(tǒng)關斷，以防其損壞[2-3]。

1　典型的過溫保護電路

目前過溫保護電路的設計思路是利用二極管或三極管的溫度特性來檢測芯片內(nèi)部溫度的變化[4]，溫度超過設定值時，保護電路工作，芯片關斷。典型的過溫保護電路如圖1所示。

圖1　典型的過溫保護電路

該電路設計的關鍵是應用BJT和PTAT電流源的溫度效應。PTAT電流即與絕對溫度成正比的電流。正常溫度時，NMOS管M9導通，R3被短接，VA=VR2，Q1集電極電壓為高，保護電路輸出低。當溫度升高時，VBE降低，VA隨IPTAT電流的升高而升高，當VA>VBE時，Q1導通。當溫度到達熱關斷閾值TH時，Q1進入深度飽和區(qū)，從而使Q1集電極電壓從高電平變?yōu)榈碗娖剑Ｗo電路輸出變?yōu)楦唠娖?。此時NMOS管M9關斷，R3不再被短接，VA=VR2+VR3，所以當工作溫度逐漸降低時，需要降至熱關斷閾值TH以下的重啟溫度TL時，才能使VA

該電路可以通過調(diào)節(jié)電阻R2、R3的阻值來控制熱關斷閾值溫度的高低。但是這種電路是通過調(diào)解電阻來調(diào)整控制熱關斷閾值溫度的高低的，而在不同集成電路工藝參數(shù)下電阻的阻值變化很大。因此，該電路在不同工藝參數(shù)的影響下熱關斷閾值溫度將變化劇烈，而且電路功耗較大，不利于芯片低功耗的趨勢。

2　新型的過溫保護電路

該新型的過溫保護電路針對上述問題提出了解決方案，電路中遲滯時沒有用到電阻，從而保證了熱關斷閾值溫度的穩(wěn)定性。電路如圖2所示，其核心為一個比較器，它利用比較器的失調(diào)來實現(xiàn)遲滯功能。

圖2　帶遲滯功能的過溫保護電路

圖2的左邊部分為偏置和Vrefa產(chǎn)生電路，Vref1．23是芯片的基準，通過N7、N8、P11、P12、P13和電阻R1、R2構成的負反饋環(huán)路，使Vref1．23精確鏡像到P13的漏極，經(jīng)過電阻的分壓進入比較器的正端，即Vrefa，C0的存在保證負反饋環(huán)路不發(fā)生震蕩。因為制成上同一批電阻的阻值大小是同時偏大或偏小一個百分比的，故它們的阻值之比不會變，Vrefa不受電阻阻值變化的影響，并且其為基準分壓而來，基本沒有溫度系數(shù)。圖2右邊部分為該過溫保護電路的核心結構，負端輸入為三極管的VBE，用三極管作為傳感器將溫度轉換為電壓信號。PMOS管P5、P6為開關管，P6柵極接地，常開，為了比較器的對稱故必須存在。常溫下，VBE>Vrefa，OTP_OUT輸出為低電平，PMOS管P5打開，為一個對稱的比較器，其失調(diào)電壓很小。當溫度升高，VBE變小至VBE

這個比較器有2個門限：一個是VH=Vrefa；另一個門限是VL=Vrefa+Vos，in．下面來計算P5關閉時，比較器的輸入失調(diào)電壓Vos，in。

計算時，假設除了輸入級其它管子不存在失配，的目標是找出使Vout=0時的Vos，in的值。器件的不匹配體現(xiàn)為P2、P4、P6的總的等效VTH1=VTH左，(W/L)1=(W/L)左；P1、P3、P5的總的等效VTH2=VTH右，(W/L)2=(W/L)右。其中，VTH左=VTH右+ΔVTH；(W/L)左=(W/L)右+Δ(W/L)。為簡單起見，λ=γ=0，而且忽略了μCox的失配。

因為Vos，in=VGS右-VGS左，有[6]：

(1)

假設Δ(W/L)/(W/L)右遠小于1，并且注意到，對于ε<<1，有(1+ε)1/2≈1+ε/2和[(1+ε)1/2]-1≈1-ε/2，簡化式(1)得，

(2)

又因，二極管接法的N1和N2均工作在飽和區(qū)，它們的尺寸也相同，故它們具有相同的漏極電流，也即輸入級兩邊支路的漏極電流ID左=ID右，即ΔID=0，由式(2)有，

(3)

由于MOS管的閾值電壓是由器件本身所決定的，與并聯(lián)串聯(lián)的個數(shù)無關，故令ΔVTH=0，則式(3)可以簡化為：

(4)

可以看出，該比較器的失調(diào)電壓主要由兩邊輸入的寬長比和平衡過驅(qū)動電壓|VGS-VTH，p|決定。

仿真時將PMOS的襯底接電源電壓，其VSB≠0，仿真結果表明這樣接會使比較器的共模輸入范圍加大，同時其閾值電壓也加大，約為1．3 V(直接接源極約為0．8 V)。比較器單獨仿真時，所加柵極電壓為1．234 2 V，測得的源極電壓在典型corner下為2．48 V．調(diào)節(jié)管子比例使得Δ(W/L)/(W/L)右=2，由式(4)可以計算出失調(diào)電壓約為54．2 mV．實際仿真結果比計算的值偏大，因為忽略了一些其他的可能引起失調(diào)的因子。此時，OTP_OUT的在tt、ff、ss等工藝角下的遲滯約為30 ℃．

3　仿真結果與分析

在0．25 μm BCD工藝下采用Hspice軟件對電路進行仿真驗證，仿真時分別在tt、ff、ss等corner下對電路進行掃描。圖3(a)是芯片溫度正常時比較器的失調(diào)電壓仿真結果，約為4～6 mV； 圖3(b)是芯片溫度升高至關斷溫度后比較器的失調(diào)電壓仿真結果，約為60～74 mV．可以看出其確實是利用比較器的失調(diào)電壓來實現(xiàn)遲滯功能的。此處VBE僅為比較器負端的輸入電壓(并非Q1的基極發(fā)射極壓差)；Vcmp_out為比較器的輸出，即INV3的輸入。

(a)芯片溫度正常時的比較器失調(diào)電壓

(b)芯片溫度過高時的比較器失調(diào)電壓

圖4是芯片輸入電壓VIN分別為3．5 V，8 V，12 V時過溫關斷和遲滯特性曲線，從圖4可以看出：電路在較低電壓下可以正常工作，且電源電壓的變化對關斷溫度和遲滯影響非常小。圖5為VIN=12 V時的過溫和遲滯特性曲線，其中上升門限范圍為：154．66 ～162．85 ℃，下降門限為：129．45～136．76 ℃，可見其開關門限受工藝參數(shù)影響不大。由仿真結果可得，該電路對電源電壓和工藝參數(shù)變化造成的熱關斷溫度點的漂移有很強的抑制作用。

圖4　VIN等于3．5 V，8 V，12 V時過溫關斷和遲滯特性曲線

圖5　VIN=12 V時tt、ff、ss等corner下過溫關斷和遲滯特性曲線

最后，下面是對整個模塊的一個靜態(tài)功耗仿真結果，可以看出該模塊的靜態(tài)功耗很小，為5．53～8．72 μA，非常適用于對功耗要求較高的芯片。

圖6　過溫保護電路的靜態(tài)功耗仿真結果

4　結束語

該新型的過溫保護電路相對于傳統(tǒng)的利用電阻實現(xiàn)遲滯功能的過溫保護電路進行了改進。仿真結果表明該電路的功耗很低，對電源電壓和工藝參數(shù)的變化不敏感。其結構簡單、功耗低，非常適用于芯片的高集成、低功耗要求。目前，該電路已經(jīng)成功應用到一款DC-DC電源管理芯片中。

參考文獻：

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[2]LEE T H．The Design of CMOS Radio Frequency Integrated Circuits．Cambridge University Press，1998．

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[5]張慕輝，劉詩斌，馮勇．具有滯回功能的過溫保護電路．儀表技術與傳感器，2009(2)．

[6]畢查德·拉扎維．模擬CMOS集成電路設計．西安：西安交通大學出版社，2003：376-381．