雷海東

（江漢大學 物理與信息工程學院，湖北 武漢 430056）

0 引言

物理系統(tǒng)是被動型銣原子頻標的核心部件，它提供一個頻率穩(wěn)定、線寬較窄的原子共振吸收線。經綜合調制后，電子線路產生的源于石英晶體振蕩器的帶調制微波探詢信號作用于物理系統(tǒng)，經量子鑒頻后，通過伺服電路對量子鑒頻信息的處理，最終將本振的輸出頻率鎖定在銣原子的基態(tài)超精細0－0 躍遷中心頻率上?，F(xiàn)有大多數(shù)伺服電路根據(jù)綜合提供的同步鑒相信號對量子鑒頻信號進行同步鑒相，并根據(jù)鑒相結果信息采用獨立的D/A 壓控本振的方式實現(xiàn)整機的閉環(huán)鎖定，最終通過本振輸出穩(wěn)定度較高的頻率信號［1－2］。當微波探詢信號位于原子吸收線寬范圍內時，這樣的方式是較理想的，但在實際應用中，由于具體所選的本振類型以及溫度系數(shù)不同，在銣原子頻標故障更換本振時，以及在不同的環(huán)境下每次上電時，本振本身每次輸出的頻率并不是固定不變的，有時會導致電子線路預置的微波探詢信號的頻率離原子共振吸收峰的峰值頻率較遠，使現(xiàn)有伺服電路實現(xiàn)整機閉環(huán)鎖定的時間變長，甚至可能會使原子頻標整機無法正常實現(xiàn)閉環(huán)鎖定［3］。

隨著直接數(shù)字合成DDS 技術的日益成熟，再加上其良好的信噪比輸出，很多研究人員已經將DDS 技術應用于被動型銣原子頻標綜合調制領域，并且已經取得較好的實驗與應用結果。鑒于此技術方案的成功，在被動型銣原子頻標小型化、輕量化應用的趨勢下，采用數(shù)字化DDS 與處理器芯片，將原子頻標伺服環(huán)節(jié)與綜合環(huán)節(jié)有機地綜合起來，以一種小型化的結構改進現(xiàn)有電路的功能，實現(xiàn)整機的閉環(huán)鎖定。

1 整機原理

集成化的綜合、伺服單元應用于被動型銣原子頻標的整機結構原理如圖1 所示。壓控石英晶體振蕩器（VCXO）輸出的10 MHz 頻率信號經隔放處理后其中一路送至射頻倍頻單元，進行×16 次信號倍頻處理，將得到的160 MHz 射頻信號送至微波倍頻、混頻單元以及綜合、伺服模塊。隔放的另一路10 MHz 信號送至綜合、伺服模塊，經綜合、伺服模塊中的綜合信號處理單元得到45.312 5 MHz±Δf 調制信號并送至微波倍頻、混頻單元。在微波倍頻、混頻單元中，對160 MHz射頻信號及45. 312 5 MHz ± Δf 綜合調制信號再分別作× 43 次信號倍頻及混頻處理，最終得到（160 MHz×43）－45.312 5 MHz± Δf =6 834.687 5 MHz±Δf 微波探詢信號作用于物理系統(tǒng)，經物理系統(tǒng)對微波探詢信號的量子鑒頻處理后，將量子鑒頻信號再反饋給綜合、伺服模塊，通過同步鑒相處理后，根據(jù)具體的量子糾偏信息來修改綜合調制信號的頻率值，最終實現(xiàn)整機的閉環(huán)鎖定。

圖1 整機結構原理圖

2 綜合、伺服模塊

綜合、伺服模塊的結構如圖2 所示。經隔放處理后的10 MHz 頻率信號送至處理器的外部時鐘輸入端（XTAL），作為處理器工作時的時鐘參考。處理器分別產生3 路相位關系可調整的方波信號，其中一路79 Hz 鍵控調頻信號送至DDS1 的FSK 鍵控調頻輸入端口，一路79 Hz 同步鑒相參考信號用作同步鑒相，一路4 倍頻調制信號用作鎖定檢測。經射頻倍頻得到的160 MHz 頻率信號送至DDS1 的外部時鐘基準輸入端（RefClk），用作DDS1 工作時的參考時鐘。通過處理器與DDS1間的串行通訊時序，DDS1 根據(jù)FSK 端處理器送來的79 Hz 鍵控調頻方波信號的高、低電平狀態(tài)分別選取內部48 位頻率控制寄存器（F1、F0）中處理器輸入的綜合調制分頻數(shù)值預置頻率作為輸出，從而產生原子頻標綜合環(huán)節(jié)中所需的45. 312 5 MHz ± Δf 調制信號輸出。預置的兩個頻率控制寄存器F1、F0 中的頻率差值Δf 則決定了微波探詢信號調制深度的大小。與處理器控制DDS1 產生綜合調制信號的原理類似，處理器通過串行通訊時序，將同樣的分頻數(shù)值傳遞給DDS2，產生不帶調制的45. 312 5 MHz 頻率信號輸出。將DDS2 得到的45.312 5 MHz 頻率信號送入DDS3 的外部時鐘基準輸入端（RefClk），用作DDS3 工作時的參考時鐘。處理器根據(jù)串行通訊時序，將相應的整機頻率輸出數(shù)值傳遞給DDS3，從而得到原子頻標整機頻率信號輸出。

圖2 綜合、伺服模塊原理圖

由于DDS1 及DDS2 的外部參考時鐘信號頻率為160 MHz，而綜合調制產生的調制信號為45. 312 5 MHz，故對DDS1、DDS2 編程時不使用其內部的PLL 倍頻模塊，這樣可以提高輸入輸出信噪比。處理器對DDS1、DDS2 分頻數(shù)值輸入編程時，按照下式進行設置：

式中f0為DDS 外部參考時鐘信號的頻率（如160 MHz），f 為預置在內部48 位頻率控制寄存器F1或F0 中的信號頻率（如45. 312 5 MHz），D 為處理器對DDS 輸入的具體綜合調制分頻數(shù)值，以f = 45. 3125 MHz，f0= 160 MHz 為例，對應的數(shù)值D 為（45. 312 5 MHz/160 MHz）×248。將所得到的十進制值轉化為二進制對應48 bits 的頻率控制寄存器的值。根據(jù)相應的串行通訊時序，通過處理器將相應的48 bits 值寫入DDS 緩沖區(qū)后，在DDS 的輸出引腳端將會產生頻率為45.312 5 MHz的綜合調制信號輸出。

將DDS2 產生的45. 312 5 MHz 頻率信號送入DDS3 的外部時鐘參考端，用作DDS3 工作時的參考時基。處理器根據(jù)（1）式將原子頻標預置的10 MHz 整機輸出頻率值以二進制bit 的方式通過串行通訊時序送入DDS3 的緩沖區(qū)，使其在輸出端產生相應的整機頻率信號輸出。由于DDS3 的外部參考時基采用DDS2 產生的綜合調制頻率信號，故在本方案中，當伺服環(huán)路得到相應的量子糾偏信息后，會修改相應的DDS2 的綜合調制信號的頻率，這樣亦會引起DDS3 整機輸出信號的頻率發(fā)生變化，即替代了傳統(tǒng)的通過D/A 壓控晶振的方式來改變本振的輸出頻率值。值得注意的是，對于整機輸出頻率信號采用了直接數(shù)字合成的方式，使得原子頻標在一定應用范圍內充當了一個穩(wěn)定度較高的綜合器角色。用戶可以根據(jù)實際應用中的要求，通過圖2 中用戶輸入端口，方便地修改DDS3 的整機輸出信號的頻率值。

帶調制的微波探詢信號經過物理系統(tǒng)的量子鑒頻處理后得到的量子鑒頻信號送至處理器，處理器根據(jù)4 倍頻調制信號（79 Hz × 4）對量子鑒頻信號進行采集處理，判定此時刻所加的微波探詢信號的頻率與原子躍遷中心頻率的關系，即判斷此時刻微波探詢信號的頻率處于原子吸收線寬的鎖定范圍之內還是處于脫鎖狀態(tài)。

3 鎖定判斷

鎖定判斷的依據(jù)如圖3 所示［4－5］。

圖3 鎖定檢測原理圖

圖3 所示分為4 種情況：①微波探詢信號的頻率大于（小于）原子躍遷中心頻率且在原子吸收線寬范圍之內時，即f ＞fo(f ＜fo) ，經量子鑒頻、光檢放大、方波整形后得到的信號頻率均與原來處理器產生的送至DDS1 鍵控調頻輸入端FSK 的79 Hz 調制信號的頻率一致，只是由于原子馳豫時間及環(huán)路響應時間延時而存在相位上的差異，此時原子頻標處于未鎖定狀態(tài)，出現(xiàn)圖3 中所示的未鎖定信號1 及未鎖定信號2。②微波探詢信號的頻率等于原子躍遷中心頻率時，即f = fo，方波整形后得到的信號頻率是原調制信號的2倍，此時原子頻標處于鎖定狀態(tài)，出現(xiàn)圖3 所示的鎖定信號。③微波探詢信號的頻率大大遠離原子躍遷中心頻率時，即f 未進入有效的量子鑒頻吸收帶寬范圍之內，經處理后得到的信號將是一個持續(xù)的電平，此時原子頻標處于脫鎖狀態(tài)。④另一種特殊的情況就是，在原子頻標整機剛上電時（包含整機完全冷態(tài)上電與整機熱態(tài)重新啟動上電），光譜燈有一個張弛振蕩的過程，此時從量子系統(tǒng)鑒頻輸出端會檢測到高頻無規(guī)律的信號波形，直至光譜燈進入正常工作狀態(tài)，而整個張弛振蕩過程持續(xù)時間由具體的整機冷態(tài)或熱態(tài)決定。

對于這4 種情況，采用4 倍頻調制信號采樣時序的連續(xù)4 個上升沿作為觸發(fā)脈沖，分別對量子鑒頻后的信號進行電平采樣，并分別記錄為D1、D2、D3、D4。對于情況①，記錄的4 個電平中有3 個低電平，1 個高電平；對于情況②，記錄的電平有關系式D1=D3且D2=D4；對于情況③，記錄的電平有關系式D1= D2=D3=D4；對于情況④，由于此時刻光譜燈處于張弛振蕩過程，量子鑒頻處的信號高頻無規(guī)律，多組連續(xù)4個采樣時序上升沿采樣得到的數(shù)據(jù)中有可能會出現(xiàn)情況①或情況②或情況③，故無法通過采樣電平進行判斷。解決的方法是：由于在此環(huán)節(jié)中，所要判斷的是原子頻標是否處于鎖定狀態(tài)，情況④明顯說明原子頻標并未處于鎖定，在綜合調制信號部分，采用的調制信號是一個低頻信號，具體方案中取79 Hz，在以連續(xù)4 個上升沿觸發(fā)的4倍頻調制信號頻率的采樣時序中，可以設置多于一組（連續(xù)4 個上升沿觸發(fā)為一組）采樣的判斷方式，對多組采樣得到的電平分別作原子頻標鎖定狀態(tài)判斷，并對多組判斷做與運算，得到最終的鎖定狀態(tài)判斷結果，這樣就能夠很好地解決情況④帶來的問題。

4 閉環(huán)鎖定

整個閉環(huán)鎖定的時序判斷圖如圖4 所示。

圖4 鎖定檢測程序流程圖

處理器根據(jù)4 倍頻調制信號對量子鑒頻信號進行采集處理判定鎖定狀態(tài)后，假如得到情況①和情況②的判斷結果，則通過79 Hz 同步鑒相參考信號與量子鑒頻信號作同步鑒相處理，判定微波探詢信號的頻率與原子躍遷中心頻率的關系，并得到量子糾偏信息，通過小數(shù)值改變DDS1 輸出的綜合調制信號頻率來最終實現(xiàn)原子頻標的閉環(huán)鎖定。假如得到情況③的判斷結果，則說明此時刻微波探詢信號的頻率已經遠離原子躍遷中心頻率，即原子頻標已經無法正常輸出穩(wěn)定的頻率信號，此時刻通過大數(shù)值改變DDS1 輸出的綜合調制信號頻率，達到大范圍的頻率拉偏目的。DDS1 具體的分頻數(shù)值改變多少是以原子頻標整機輸出信號的頻率穩(wěn)定度為依據(jù)的。對于在某一固定采樣時間T（s）內，以整個原子頻標的輸出信號（DDS3 輸出）的頻率穩(wěn)定度為1 ×10－12來說，則DDS3 輸出頻率信號的頻率絕對變化值為ΔfDDS3=10 MHz×（1×10－12）＝10－5Hz，對于固定的用戶預置的整機輸出頻率數(shù)值D ，通過（1）式可以方便地列出計算DDS3 環(huán)節(jié)中相應的外部時鐘參考信號頻率f 變化的計算公式：

可以求得相應的f = 45. 312 5 MHz ± 4. 5 × 10－5。對于DDS1 及DDS2 來說，外部參考時鐘選用160 MHz，則其可控的最小的頻率輸出變化為160 MHz/ 248≈5.7 × 10－7，對于上述4.5 × 10－5綜合調制信號頻率的變化是可以滿足的。

由于被動型銣原子頻標的線寬通常在1 kHz范圍，當整機處于脫鎖狀態(tài)時，微波探詢信號的頻率距離原子躍遷中心的頻率要大于1 kHz，在某種故障狀態(tài)時甚至會達到MHz 量級。在脫鎖狀態(tài)下，伺服系統(tǒng)需要大范圍地拉偏微波探詢信號的頻率，即大范圍地改變DDS1 及DDS2 輸出的綜合調制信號的頻率值。具體的調整級別范圍為：102、103、104、105、106Hz 等，通過處理器根據(jù)調整級別范圍中從小至大的原則依次改變DDS1 及DDS2 的輸出信號頻率，每調整一次輸出頻率就檢測此時刻原子頻標所處的狀態(tài)，直至出現(xiàn)如圖3 所示的情況①或情況②才進入正常狀態(tài)下的小數(shù)值頻率糾偏，當實現(xiàn)整機的閉環(huán)鎖定后，需要通過處理器同時更改DDS3 的整機輸出頻率數(shù)值，從而達到用戶預置的輸出信號頻率。

5 結語

被動型銣原子頻標因為其本身物理結構限制了其整機指標進一步提高的空間。針對現(xiàn)有成熟的原子頻標技術方案，本文提出一種全新改進的伺服電路，通過原子頻標本身現(xiàn)有的電子線路結構，從綜合、伺服模塊出發(fā)給出具體的改進方案，以克服現(xiàn)有被動型銣原子頻標可能存在的產品缺陷。無論對于產品的性能提高，還是對于科研領域技術創(chuàng)新都有著比較明顯的推動作用。

［1］ 劉玉菲，高翔，吳亞明，等.不同原子頻標的物理工作原理對比［J］. 微計算機信息：測控自動化，2006，22（4）：170－172，158.

［2］ 王義遒，王慶吉，傅濟時，等. 量子頻標原理［M］. 北京：科學出版社，1986：366－382.

［3］ 劉淑琴，董太乾. 進一步提高Rb 原子頻標頻率穩(wěn)定度的幾點建議［C］//2001 年全國時間頻率學術報告會論文集.成都：中國科學院國家授時中心，2001：75.

［4］ Lei H D，Liu X D，Zhan Z M，et al.Study of lock instruction and fault detected based on the passive atomic frequency standard［C］//2011 International Conference on Multimedia Technology（ICMT）. Hangzhou，2011：6043－6045.

［5］ 雷海東. 數(shù)字移相在原子頻標領域中的應用［J］. 江漢大學學報：自然科學版，2012，40（1）：37－40.