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        反激式單級(jí)變換逆變器研究

        2013-09-25 01:51:36王嘉義
        通信電源技術(shù) 2013年5期
        關(guān)鍵詞:前級(jí)半波全橋

        王嘉義

        (西南交通大學(xué),四川 成都610031)

        0 引 言

        近年來(lái),太陽(yáng)能光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電技術(shù)及燃料電池已經(jīng)取得長(zhǎng)足發(fā)展,以這些能源為主電源的場(chǎng)合,常需要逆變器將主電源變換為一定電壓、頻率的交流電。

        隨著全控型功率器件的高頻調(diào)制技術(shù)的快速發(fā)展和不斷完善,逆變器的發(fā)展趨向于高頻化、模塊集成化和數(shù)字化。但隨著開關(guān)頻率的升高,功率器件的開關(guān)損耗加大,變換器效率降低,EMI現(xiàn)象嚴(yán)重[1]。

        為實(shí)現(xiàn)逆變器的高頻化和模塊化,本文分析了一種由高頻隔離反激變換器和工頻逆變?nèi)珮蚣?jí)聯(lián)而成的逆變器電路拓?fù)?。該電路拓?fù)涞那凹?jí)電路增加有源箝位電路,使前級(jí)電路中開關(guān)管零電壓開通,并限制其關(guān)斷時(shí)的尖峰電壓。該逆變器的前級(jí)和后級(jí)的控制方式不同。前級(jí)電路采用電壓型控制,在前級(jí)輸出側(cè)采樣電壓,簡(jiǎn)化了采樣電路,具有控制簡(jiǎn)單,易于實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)。后級(jí)采用方波驅(qū)動(dòng)開關(guān)管,使全橋電路中的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)工頻切換。該逆變器的兩種控制方式可實(shí)現(xiàn)前級(jí)和后級(jí)兩個(gè)模塊單獨(dú)控制,具有易于實(shí)現(xiàn)逆變器的模塊化和高頻化等特點(diǎn)。

        1 原理與設(shè)計(jì)

        1.1 主電路拓?fù)浞治?/h3>

        文獻(xiàn)[2]提出了一種新型的單向功率流DC/AC逆變電路拓?fù)?,該電路由輸出低頻正弦半波的正激變換器和工頻逆變?nèi)珮蚣?jí)聯(lián)而成,如圖1所示。該電路具有拓?fù)浜?jiǎn)潔,控制簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn),但其適用于恒定負(fù)載場(chǎng)合。為改善該電路的負(fù)載適應(yīng)性低的問(wèn)題,文獻(xiàn)[3]提出一種新穎的雙向功率流DC/AC逆變器電路拓?fù)?,如圖2所示,該拓?fù)湓谡ぷ儞Q器的輸出并聯(lián)了一個(gè)能實(shí)現(xiàn)能量回饋的小功率反激變換器。該電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,負(fù)載適用性高等優(yōu)點(diǎn),但需要增加一個(gè)反激變換器,使電路結(jié)構(gòu)和控制復(fù)雜,成本增加。

        圖1 單向功率流DC/AC逆變電路拓?fù)洌?]

        圖2 雙向功率流DC/AC逆變器電路拓?fù)洌?]

        針對(duì)以上問(wèn)題,本文分析了一種由高頻隔離反激DC/DC變換器和工頻逆變?nèi)珮蚣?jí)聯(lián)而成的逆變器電路拓?fù)?,如圖3所示,該電路由圖1中的正激變換器替換為反激變換器而得到。

        圖3 反激式DC/AC逆變器電路拓?fù)?/p>

        圖3 所示電路拓?fù)溆筛哳l隔離反激變換器和工頻逆變?nèi)珮蚪M成。工作原理:反激變換器的輸出電壓跟蹤一個(gè)低頻正弦半波,使反激變換器的輸出近似于低頻饅頭波,再由逆變?nèi)珮蜻M(jìn)行工頻逆變,使負(fù)載端電壓為正弦波。圖3中,Q1為反激變換電路的主開關(guān)管;Q2、C2、D2、C3和D3組成有源箝位電路,以限制變壓器的漏感尖峰電壓,并實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通;Q1與Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高頻信號(hào),且兩者互補(bǔ);VS1與VS4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為工頻且占空比為0.5的方波信號(hào),兩者相同;VS2與VS3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同,且與VS1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)。

        1.2 控制方式分析

        該逆變器的主電路拓?fù)溆筛哳l隔離反激變換器和低頻逆變?nèi)珮蚣?jí)聯(lián)而成,所以需要兩種不同的控制電路。反激式逆變器的控制結(jié)構(gòu)示意圖如圖4所示。前級(jí)采用電壓型控制,后級(jí)全橋電路的開關(guān)管進(jìn)行工頻切換,所以后級(jí)只需兩個(gè)互補(bǔ)的方波即可實(shí)現(xiàn)控制。

        圖4 反激式逆變器的控制結(jié)構(gòu)示意圖

        圖5 等效的系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)示意圖

        圖6 電壓型控制的系統(tǒng)方框圖

        在不考慮有源箝位電路的情況下,假如全橋電路中開關(guān)管工頻切換時(shí)互補(bǔ)的兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)不存在死區(qū),則反激變換器的輸出始終與電阻負(fù)載相連,因此可將后級(jí)全橋電路和負(fù)載電阻R等效為一個(gè)等效電阻Req,從而分析系統(tǒng)的控制方式。圖5為等效的系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)示意圖,從圖中可知,系統(tǒng)采用電壓型控制方式。

        圖5中采樣反激變換器的輸出電壓UFO,電壓采樣網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)為H(s),采樣后的電壓與參考電壓進(jìn)行比較,得到誤差信號(hào)Ue,Ue經(jīng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得到控制信號(hào)Uc,Uc作為PWM調(diào)制器的一個(gè)輸入信號(hào),與三角載波進(jìn)行比較,得到脈沖信號(hào)d,脈沖信號(hào)經(jīng)過(guò)功率開關(guān)管驅(qū)動(dòng)器來(lái)驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q1。

        對(duì)圖5的控制結(jié)構(gòu)示意圖建立數(shù)學(xué)模型[4],可得到系統(tǒng)的電壓型控制方框圖,如圖6所示。其中,vref(s)為參考電壓象函數(shù);ve(s)為誤差信號(hào)象函數(shù);Gc(s)為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù);vc(s)為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸出象函數(shù);GM(s)(=1/UM)為 PWM 的傳遞函數(shù),UM為PWM中三角載波的幅值;d(s)為占空比象函數(shù);Gvd(s)為反激變換器的控制—輸出傳遞函數(shù);vFO(s)為反激變換器的輸出電壓象函數(shù);H(s)(=K)為電壓采樣網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)。

        建立反激變換器工作于DCM的小信號(hào)模型,可得:

        式中,n為變壓器的副邊繞組匝數(shù)/原邊繞組匝數(shù);D2Ts為開關(guān)管Q1的關(guān)斷時(shí)間;TS為開關(guān)管Q1的工作周期;Ug為輸入電壓;Lm1為變壓器的勵(lì)磁電感量;ωp1為Gvd(s)的一個(gè)極點(diǎn)。

        式(1)為理想情況下Gvd(s)的表達(dá)式,若考慮電容C1的串聯(lián)電阻等非理想情況,可得:

        式(2)中,ωzo和ωp分別為Gvd(s)的零點(diǎn)和極點(diǎn)。

        由圖6可知,Gc(s)與成正比,而GM(s)=1/UM,所以Gc(s)與成正比,即G(s)存在c一個(gè)零點(diǎn)ωp和極點(diǎn)ωzo。

        因此系統(tǒng)控制器中的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以采用單級(jí)點(diǎn)—單零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。

        實(shí)際的電路設(shè)計(jì)中,系統(tǒng)的電壓控制方式只需一個(gè)芯片SG3525即可實(shí)現(xiàn),反激變換電路中開關(guān)管Q1(Q2)通過(guò)驅(qū)動(dòng)芯片IR2117(IR2118)來(lái)驅(qū)動(dòng)。

        2 實(shí) 驗(yàn)

        實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的主電路參數(shù):Po=100 W,Ug=30 V,C=4 700μF,C1=0.2μF,C2=0.022μF,Q1為IXTQ100 N25,Q2為IRF740,D1為 RHRP8120,VS1、VS2、VS3和 VS4為IRF460,C3=0.1μF,Cf=0.47μF,Lf1=Lf2=560μH,R=500Ω。

        實(shí)驗(yàn)中得到圖7和圖8所示的實(shí)驗(yàn)波形。圖7為反激變換器的輸出電壓UFO和輸出電流IFO波形,圖中UFO近似于饅頭波,每個(gè)饅頭波的起始和結(jié)束時(shí)刻電壓并非按正弦規(guī)律變化,在過(guò)零點(diǎn)處電壓波形發(fā)生畸變。以電壓UFO在0~10 ms時(shí)的波形為例來(lái)分析,0~0.8 ms時(shí)電壓為0,0.8 ms~1.6 ms時(shí)電壓從0快速增加到100 V左右,1.6 ms~9.2 ms時(shí)電壓波形近似于饅頭波,9.2 ms~10 ms時(shí)電壓從40 V降到0。

        圖7 反激側(cè)的輸出電壓U FO和輸出電流I FO的波形

        圖8 逆變器的輸出電壓U O和電流I O

        圖8 所示為逆變器的輸出電壓UO和電流IO,UO的有效值為217 V,UO波形在過(guò)零點(diǎn)存在畸變。IO的有效值為0.411 A,IO也在過(guò)零點(diǎn)存在畸變。

        從實(shí)驗(yàn)波形可知,UFO、IFO、UO和IO的波形在過(guò)零點(diǎn)處存在畸變。其產(chǎn)生的主要原因有:①控制器主要的控制目標(biāo)是控制反激電路側(cè)的輸出電壓UFO跟蹤一個(gè)正弦半波參考信號(hào),但實(shí)際中,由于系統(tǒng)存在延時(shí),控制器中誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)后,得到的正弦半波控制信號(hào)存在相位偏差等原因,使UFO無(wú)法快速準(zhǔn)確的跟蹤正弦半波參考信號(hào);②實(shí)驗(yàn)采用芯片SG3525進(jìn)行反激變換電路的電壓型控制,但該芯片的PWM調(diào)制器中載波為鋸齒波,其變換范圍為0.84 V~3.36 V,而控制器中誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)后,得到近似于正弦半波的控制信號(hào),當(dāng)控制信號(hào)的取值小于0.84 V時(shí),輸出的PWM信號(hào)為0,即有占空比為0,輸出電壓為0;③全橋電路中開關(guān)管工頻切換,使得C1上的電壓可能發(fā)生變化,從而導(dǎo)致電壓快速變化,并且電流發(fā)生很大的變化,使電流發(fā)生畸變。

        3 結(jié) 論

        本文討論了一種由高頻隔離反激變換器和低頻逆變?nèi)珮蚣?jí)聯(lián)而成的逆變器。該逆變器的前級(jí)采用電壓型控制方式,輸出近似于低頻饅頭波,再由后級(jí)逆變?nèi)珮蜻M(jìn)行工頻逆變,使負(fù)載端電壓為正弦波。該電路采用有源箝位電路使前級(jí)電路中開關(guān)管零電壓開通,并限制前級(jí)電路中開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的尖峰電壓。通過(guò)搭建100 W的逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證該方案的可行性。該逆變器主電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,成本低,控制方式容易實(shí)現(xiàn),具有實(shí)現(xiàn)逆變器的模塊化和高頻化等特點(diǎn),適用于負(fù)載為電阻負(fù)載的場(chǎng)合。

        [1] 孫孝峰,顧和榮,王立喬,鄔偉揚(yáng).高頻開關(guān)型逆變器及其并聯(lián)并網(wǎng)技術(shù)[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2011.

        [2] 周代文,侯振程.一種新型的不間斷電源電路的探討[J].電力電子技術(shù),1998,32(4):49-50.

        [3] 熊雅紅,陳道煉.新穎的雙向功率流高頻環(huán)節(jié)DC/AC逆變器[J].電力電子技術(shù),2000,34(4):10-12.

        [4] 張衛(wèi)平.開關(guān)變換器的建模與控制[M].北京:中國(guó)電力出版社,2005.

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