李名杰，譚志良，耿利飛

(軍械工程學(xué)院 靜電與電磁防護(hù)研究所，河北石家莊 050003)

0 引言

現(xiàn)代軍隊(duì)離不開(kāi)C4ISR、電子對(duì)抗、火力打擊等系統(tǒng)，自然也離不開(kāi)各類(lèi)天線，以及收發(fā)天線信號(hào)的射頻前端，它們功能各異，工作頻帶不同。出于抗電磁干擾考慮，電子裝備往往工作在密封性好的金屬艙內(nèi)。但天線功能決定其始終暴露在電磁環(huán)境中，當(dāng)遭受電磁脈沖武器攻擊時(shí)，由于天線對(duì)電磁場(chǎng)敏感，部分強(qiáng)能將通過(guò)前門(mén)耦合至射頻前端，造成內(nèi)部器件及電子系統(tǒng)的損傷或干擾，繼而影響軍隊(duì)作戰(zhàn)進(jìn)程［1－3］。為提高武器系統(tǒng)抗電磁摧毀能力，亟需解決電磁加固問(wèn)題。對(duì)射頻前端進(jìn)行強(qiáng)電磁脈沖前門(mén)耦合研究，是電磁加固研究的基礎(chǔ)，具有重要的理論指導(dǎo)意義。

1 戰(zhàn)場(chǎng)強(qiáng)電磁脈沖環(huán)境

全文提及的強(qiáng)電磁脈沖不僅是指核電磁脈沖，對(duì)它的環(huán)境評(píng)估就是對(duì)攻擊手段及效能的評(píng)估。為了便于量化計(jì)算，假定攻擊武器是高功率微波武器(HPMW):高功率微波源采用相對(duì)論微波管，產(chǎn)生20 GW峰值功率、主要覆蓋頻帶 500 MHz～10 GHz［4］，其歸一化波形和頻譜如圖1所示。高功率定向發(fā)射天線采用角錐喇叭天線，其口面尺寸為d1d2≈505 cm2。

已知角錐喇叭天線增益系數(shù)［5］為

式中:λ為波長(zhǎng)，頻率越高，增益越大。忽略媒質(zhì)衰減，離天線距離為R處，主瓣功率密度、場(chǎng)強(qiáng)振幅分別為

式中:Pin為角錐喇叭天線輸入功率。

當(dāng)Pin取峰值功率20 GW，Gt取其頻帶內(nèi)最大值時(shí)，距離1 km處峰值功率流、場(chǎng)強(qiáng)振幅值為

一般強(qiáng)電磁脈沖能量在其頻帶內(nèi)是不均勻分布的，以及實(shí)際增益小于其帶內(nèi)最大值，所以戰(zhàn)場(chǎng)真實(shí)功率流、場(chǎng)強(qiáng)將不大于式(3)，(4)之值。

真實(shí)戰(zhàn)場(chǎng)電磁環(huán)境，敵人所投武器功率量級(jí)Pin、輻射天線類(lèi)型及天線增益Gt、離我方距離R及方向均為未知，因此考慮最?lèi)毫迎h(huán)境。該方法評(píng)估了一定條件下，峰值功率密度、場(chǎng)強(qiáng)振幅的數(shù)量級(jí)，可作為劃分防護(hù)等級(jí)、設(shè)定冗余防護(hù)指標(biāo)的初步依據(jù)。

2 脈沖耦合能量理論計(jì)算

2.1 天線與射頻前端概述

圖1 HPM電磁脈沖信號(hào)歸一化波形和頻譜Fig.1 Normalized waveform and frequency spectrum of HPM EMP

射頻前端主要包括發(fā)射機(jī)、接收機(jī)、天線和饋線以及一些輔助電路等。在討論強(qiáng)電磁脈沖對(duì)射頻前端的耦合、損傷效應(yīng)時(shí)，主要針對(duì)天線—接收機(jī)鏈路。以典型超外差式收發(fā)系統(tǒng)為例，如圖2所示，天線以頻率決定接收面積形式收集空中微弱射頻信號(hào)，前端電路則進(jìn)行復(fù)雜的頻率變換，過(guò)濾帶寬信號(hào)，抑制干擾和內(nèi)部噪聲，盡可能地提高接收效率和信號(hào)信噪比。

圖2 典型超外差式收發(fā)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.2 Typical super heterodyne transceiver’s structure

根據(jù)互易定理對(duì)收發(fā)天線的推廣，得出任意接收天線如圖3所示的等效電路。eA為天線感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，Zg為天線輸入阻抗，ZL為天線后接負(fù)載。軍用無(wú)線電設(shè)備為突出電子反對(duì)抗，天線波束設(shè)計(jì)有空域指標(biāo)，前端電路也有時(shí)頻域指標(biāo)?？烧J(rèn)為天線和前端各電路都具有濾波功能，其對(duì)應(yīng)的天線方向圖和前端各電路頻率特性等效為該濾波器的系統(tǒng)響應(yīng)函數(shù)。同時(shí)天線、天饋線(含收發(fā)開(kāi)關(guān))、接收機(jī)三者的阻抗匹配程度也與頻率有關(guān)。

圖3 接收天線等效電路Fig.3 Equivalent circuit of a receiving antenna

2.2 脈沖耦合能量理論計(jì)算公式

強(qiáng)電磁脈沖對(duì)無(wú)線電設(shè)備的前門(mén)耦合過(guò)程，就是接收天線接收功率信號(hào)在接收機(jī)內(nèi)的傳播。該功率信號(hào)小則形成電子干擾，大則沿路依次摧毀功率容量低的器件，如低噪聲放大器的砷化鎵場(chǎng)效應(yīng)晶體管［6－10］。圖4為接收通道等效電路，把天饋線—終端匹配網(wǎng)絡(luò)之后的整體作為負(fù)載Z0，接收天線輸入阻抗為Zg，以流過(guò)天饋線系統(tǒng)D端的信號(hào)功率來(lái)衡量強(qiáng)電磁脈沖的耦合程度。

圖4 接收通道等效電路Fig.4 Equivalent circuit of receiving channel

遠(yuǎn)處傳來(lái)的強(qiáng)電磁脈沖近似平面波，設(shè)其傳播方向在接收天線(θ，φ)方向上，頻譜極寬，功率流譜密度函數(shù)為S(ω)，極化失配因子為υ。接收天線所有特性指標(biāo)均與頻率有關(guān)，如天線輸入阻抗Zg(ω)=Rg+jXg，增益Gr(ω)，歸一化場(chǎng)強(qiáng)方向函數(shù) F(θ，φ，ω)(即Fo(ω))。天饋線特性阻抗、匹配網(wǎng)絡(luò)輸入輸出阻抗往往也受頻率影響，在接收機(jī)帶寬外出現(xiàn)變化。有共軛失配因子μA表示天線輸出端失配時(shí)傳輸功率與匹配時(shí)傳輸功率的比值為

式中:其他參數(shù)來(lái)自 ZA(ω)=RA+jXA，ZA(ω)為天饋線系統(tǒng)A端的輸入阻抗。

則等效接收面積為

式中:c為真空中光速。

在B端有反射失配因子:

式中:ΓB為該端反射系數(shù)。

同理 C，D端也有反射失配因子 μC(ω)，μD(ω)。則總的反射失配因子為

天饋線系統(tǒng)不同導(dǎo)波類(lèi)型有不同截止特征，L0(ω)為其截止波導(dǎo)衰減。Le為其他綜合衰減，如天線罩損耗，天線、天饋線系統(tǒng)歐姆損耗等。耦合功率Pr為

式中:ωmax為強(qiáng)電磁脈沖的上限頻率。

繼續(xù)第1部分對(duì)強(qiáng)電磁脈沖效能的評(píng)估，首先極化匹配，即υ=1;S(ω)通常采用高斯、鐘形等分布，它們是對(duì)脈沖特性的逼近;常用導(dǎo)波及天饋線系統(tǒng)在10 GHz下特性阻抗受頻率的影響較小，取A端輸入阻抗恒為接收機(jī)中心頻率時(shí)天線輸入阻抗共軛值，忽略μr(ω);且可忽略 L0(ω)，Le。耦合能量值的理論計(jì)算，有助于劃分電磁加固防護(hù)等級(jí)和設(shè)定冗余防護(hù)指標(biāo)。而式(6)，(9)對(duì)耦合過(guò)程的分析也提示，除了在天線和接收機(jī)之間加限幅器外，也可適當(dāng)改造天線、天饋線系統(tǒng)達(dá)到電磁加固目的。

3 典型天線－前端耦合仿真分析

3.1 中饋天線強(qiáng)電磁脈沖輻照仿真分析

天線對(duì)強(qiáng)電磁脈沖的接收分析是天線－前端前門(mén)耦合的核心，該分析，實(shí)質(zhì)上仍是電磁場(chǎng)的邊界問(wèn)題，由接收與發(fā)射關(guān)系互易，從發(fā)射特性就能對(duì)接收特性有個(gè)全然了解。軍用天線從移動(dòng)電臺(tái)用鞭狀天線，車(chē)載通訊用八木天線，到雷達(dá)用拋物面天線、相控陣天線，天線依功能而結(jié)構(gòu)各異，不同類(lèi)型的天線，有不同的分析方法。電小尺寸輻射體常用線源分析方法，以及矩量法、有限元法、FDTD等數(shù)值分析方法，通常稱(chēng)為低頻近似方法;電大尺寸則有幾何、物理光學(xué)法和幾何、物理繞射法等高頻近似方法。但實(shí)際情況是，變化的戰(zhàn)場(chǎng)環(huán)境和超寬的脈沖頻譜，類(lèi)型各異、尺寸不一的天線，以及復(fù)雜的理論及其限制條件，使理論計(jì)算復(fù)雜度、工程量和誤差很大，而實(shí)驗(yàn)檢測(cè)更是代價(jià)高昂、耗時(shí)耗力，所以計(jì)算機(jī)模擬在這方面顯示出優(yōu)勢(shì)［11－13］。中饋天線工作頻帶寬，水平全向性好，其電性能受周?chē)乩憝h(huán)境影響小，而被廣泛用于軍事用途。這里用電磁仿真軟件CST微波工作室對(duì)某型短波電臺(tái)中饋天線進(jìn)行強(qiáng)電磁脈沖輻照仿真分析。

天線建模既可以采用原尺寸原結(jié)構(gòu)，也可以采用等效簡(jiǎn)化模型，這里綜合兩者，如圖5所示。假設(shè)該短波電臺(tái)工作在40～65 MHz，天線在此頻帶內(nèi)保持良好電特性，天線增益最低為2～3 dB。圖6，7分別為其作為發(fā)射天線時(shí)工作在40～65 MHz的駐波比和輸入阻抗。

圖5 短波中饋天線建模Fig.5 Shortwave center-fed antenna model

圖6 天線在40～65 MHz下的駐波比Fig.6 Antenna’s VSWR under 40 ～65 MHz

強(qiáng)電磁脈沖環(huán)境評(píng)估，除HPM頻率改為0～1 GHz外，其余均按第1部分條件不變。則如圖8所示，距離1 km處輻照平面波峰值場(chǎng)強(qiáng)為6 230 V/m，采用高斯分布激勵(lì)，參考圖5坐標(biāo)系，能流矢量在方向，電場(chǎng)矢量約在方向，線性極化。

圖7 天線在40～65 MHz下的輸入阻抗Fig.7 Antenna’s input impedance under 40 ～ 65 MHz

中饋天線為50 Ω同軸線輸出，在CST微波工作室中，其后設(shè)置波導(dǎo)端口與否，分別代表接50 Ω負(fù)載與開(kāi)路，兩者的輸出電壓信號(hào)a，b如圖9對(duì)比所示。該現(xiàn)象的解釋是開(kāi)路造成同相全反射，入射波與反射波疊加，峰值電壓增大。這現(xiàn)象也揭示在強(qiáng)電磁脈沖耦合通道中，如果某薄弱環(huán)節(jié)因毀傷造成開(kāi)路，會(huì)增加毀傷口前通道的承受功率，容易構(gòu)成返回式破壞。

圖8 輻照平面波場(chǎng)強(qiáng)時(shí)域信號(hào)Fig.8 Time-domain electric field of the plane wave

圖9 天線輸出端電壓時(shí)域信號(hào)Fig.9 Volt-time curves in antenna terminal

增加輻照功率，改變電場(chǎng)矢量使極化匹配，天線輸出端電壓 a，b明顯增強(qiáng)，式(6)，(9)可以解釋。然而，在相對(duì)低頻條件下，如圖4，A端輸入阻抗恒為接收機(jī)中心頻率時(shí)天線輸入阻抗共軛值，天線輸出電壓a，b均不代表天線連接電臺(tái)前端后A端的真實(shí)電壓，電壓b等于感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)eA。

3.2 短波電臺(tái)射頻前端耦合仿真分析

中饋天線-射頻前端系統(tǒng)，除天線外，其余皆在金屬艙內(nèi)部。若排除接收設(shè)備，僅對(duì)天線進(jìn)行輻照仿真，不能反映無(wú)線電設(shè)備前門(mén)耦合規(guī)律，反之亦然。為實(shí)現(xiàn)天線仿真與前端電路仿真有機(jī)連接，前端電路仿真中須體現(xiàn)天線輻照感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)eA、天線輸入阻抗頻變規(guī)律和中心頻率下共軛匹配，如圖4，還須甄別二維電路仿真與三維電磁仿真，并有效建模。針對(duì)以上要求，這里用CST設(shè)計(jì)工作室對(duì)其進(jìn)行時(shí)域仿真。

比較圖4，設(shè)天線末端依次連接共軛匹配電路、射頻同軸線、帶通濾波器(匹配設(shè)計(jì))。該濾波器后就是低噪聲放大器、混頻器、本振等射頻核心電路，鑒于射頻核心電路功率容量小、成本高昂，往往從其輸入強(qiáng)度來(lái)判斷強(qiáng)電磁脈沖威脅程度。本短波電臺(tái)的匹配電路和帶通濾波器均為分離器件(1 GHz下可忽略寄生效應(yīng))，仿真從天線輸出到濾波器輸出為止。圖10～12分別為天線末端接共軛匹配電路、SFB-50-12射頻同軸線、帶通(20～100 MHz)濾波器的電路模型。實(shí)際仿真時(shí)，圖10～12將去掉菱形電路端口并按序號(hào)連接，進(jìn)行時(shí)域仿真分析。

圖10 天線末端接共軛匹配電路Fig.10 Antenna terminal connected to the conjugate matching circuit

天線感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)eA(即圖9電壓b)從外部端口1輸入。TS1模塊導(dǎo)入中饋天線S參數(shù)TOUCHSTONE模型，與其后匹配電路串聯(lián)，等效于串聯(lián)了天線輸入阻抗Zg(ω)。外部端口2設(shè)置50 Ω端口負(fù)載。

圖11 SFB－50－12射頻同軸線Fig.11 SFB－50－12 RF coaxial cable

圖12 帶通濾波器Fig.12 Band-pass filter

在仿真電路中設(shè)置探針P1～P5，如圖10～12所示。先假設(shè)器件損傷閾值無(wú)窮大，圖13，14分別為此條件下P1～P5的電壓、電流時(shí)域波形圖。然而實(shí)際不然，若出現(xiàn)P1～P5某時(shí)刻的瞬態(tài)過(guò)電壓、瞬態(tài)過(guò)電流、瞬時(shí)功率或積累功率首次大于其規(guī)定閾值，將判定為硬損傷，波形將于此刻停止;若無(wú)出現(xiàn)，則圖13，14所示波形將延續(xù)成立。當(dāng)波形成立時(shí)，由本例仿真結(jié)果可看出:

圖13 不同監(jiān)測(cè)點(diǎn)電壓時(shí)域波形Fig.13 Volt-time curves in different monitors

圖14 不同監(jiān)測(cè)點(diǎn)電流時(shí)域波形Fig.14 Current-time curves in different monitors

(1)耦合時(shí)域信號(hào)進(jìn)入接收機(jī)內(nèi)部，響應(yīng)變長(zhǎng)，幅值從零增加到峰值，再振蕩衰減。

(2)天線接收共軛失配對(duì)脈沖強(qiáng)能衰減明顯，而匹配電路本身作為特殊濾波器對(duì)信號(hào)衰減較小，專(zhuān)門(mén)濾波器對(duì)強(qiáng)能衰減效果最顯著。

(3)LC濾波器能強(qiáng)烈反射帶外信號(hào)，其輸入端電壓由入射波與反射波疊加而較前方通道有所增加。所以射頻電路中有必要對(duì)反射濾波器端口進(jìn)行加強(qiáng)。

4 結(jié)束語(yǔ)

面對(duì)戰(zhàn)場(chǎng)強(qiáng)電磁脈沖，首先量化評(píng)估其威脅程度，如算出一定距離處峰值功率密度、場(chǎng)強(qiáng)振幅。再根據(jù)天線-射頻前端工作原理，認(rèn)為天線和接收機(jī)各電路都具有濾波功能，其對(duì)應(yīng)的天線方向圖和接收機(jī)各電路頻率特性等效為該濾波器的系統(tǒng)響應(yīng)函數(shù)，繼而提出全頻帶耦合能量理論計(jì)算公式。為反映耦合通道效應(yīng)細(xì)節(jié)，設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)了天線仿真與前端電路仿真的有機(jī)連接，CST微波工作室能完成強(qiáng)電磁脈沖輻照，CST設(shè)計(jì)工作室能實(shí)現(xiàn)物理的純瞬態(tài)場(chǎng)與路的同步協(xié)調(diào)仿真。對(duì)于更廣泛輻射條件(如不同波形、峰值等)下，更多射頻電路(如低噪放、混頻器等)的電磁脈沖耦合干擾效應(yīng)，以及前門(mén)防護(hù)技術(shù)的驗(yàn)證，也能在此基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)，此仿真方案具有良好的應(yīng)用前景。

研究強(qiáng)電磁脈沖前門(mén)耦合效應(yīng)，進(jìn)而開(kāi)發(fā)前門(mén)防損傷、防干擾技術(shù)是保障部隊(duì)在復(fù)雜電磁環(huán)境下完成多樣化信息任務(wù)的必然要求。通過(guò)上述研究，有以下幾點(diǎn)認(rèn)識(shí):

(1)不能輕視帶外信號(hào)。帶外耦合能量取決于天線-接收機(jī)廣義濾波性能和強(qiáng)電磁脈沖帶外能量?jī)煞矫妫笳邲Q定權(quán)在敵方。

(2)防護(hù)技術(shù)(策略)須講共性與個(gè)性。不同類(lèi)型無(wú)線電設(shè)備，工作原理與構(gòu)造不盡相同，其前門(mén)耦合效應(yīng)也有不同特點(diǎn)。防護(hù)須立足裝備，把握耦合共性、突出效應(yīng)區(qū)別，圍繞無(wú)線電設(shè)備正常工作，因地制宜。

(3)無(wú)線電設(shè)備在設(shè)計(jì)階段須考慮電磁防護(hù)，加固薄弱環(huán)節(jié)，預(yù)防“水桶效應(yīng)”。

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