陶夢江，張曉，呼小亮，秦魏

（中國礦業(yè)大學(xué)信電學(xué)院，江蘇 徐州 221116）

1 引言

風(fēng)力發(fā)電是技術(shù)最成熟、經(jīng)濟效益最好的新能源技術(shù)。但是由于風(fēng)能的間歇性導(dǎo)致風(fēng)電機組輸出功率不穩(wěn)定，影響風(fēng)機并網(wǎng)。且并網(wǎng)風(fēng)機容量越大，對電網(wǎng)的穩(wěn)定運行危害也越大，所以保證風(fēng)機組輸出功率穩(wěn)定是風(fēng)電技術(shù)推廣的關(guān)鍵。

目前，調(diào)節(jié)風(fēng)機功率技術(shù)主要有直接調(diào)節(jié)風(fēng)力渦輪機、并聯(lián)無功補償裝置等，但上述方法在調(diào)節(jié)能力、平抑有功上無法進一步滿足系統(tǒng)要求［1］。儲能技術(shù)是目前調(diào)節(jié)功率的重要手段，可以對風(fēng)機組輸出的功率削峰填谷，使注入電網(wǎng)的功率穩(wěn)定。相對于蓄電池、飛輪和超導(dǎo)儲能技術(shù)，超級電容作為新興儲能元件，具有循環(huán)壽命長、充放電快等特點［2］。在風(fēng)電系統(tǒng)中，可以對系統(tǒng)進行瞬時功率平衡控制，提高穩(wěn)定性。超級電容儲能系統(tǒng)可以保持直流母線電壓穩(wěn)定，平衡系統(tǒng)功率，結(jié)構(gòu)簡單，控制方便［3］。超級電容儲能系統(tǒng)能量在并網(wǎng)時可采用電流前饋解耦和有功無功控制，對風(fēng)電系統(tǒng)發(fā)出的功率進行削峰填谷，使并入電網(wǎng)的功率恒定，具有良好的應(yīng)用前景。

2 超級電容儲能系統(tǒng)

儲能系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要包括超級電容組、雙向直流變換器、逆變器。雙向直流變換器作為超級電容與直流側(cè)能量交換的通道可以提高電容的利用率［3］。逆變器采用有功無功控制，在整流和逆變狀態(tài)之間切換。

圖1 超級電容儲能系統(tǒng)Fig.1 Supercapacitor energy storage system

2.1 超級電容

超級電容的基本工作原理是雙電層原理，儲能過程可逆。在分析時，采用如圖2所示的RC模型。包括理想電容C、等效串聯(lián)內(nèi)阻RESR、等效并聯(lián)內(nèi)阻REPR。RESR影響超級電容充放電效率，REPR影響電容自放電，即長期靜止儲能。本系統(tǒng)中超級電容短時儲能，故 REPR可忽略［2，4］。

圖2 超級電容經(jīng)典模型Fig.2 The supercapacitorclassic model

2.2 互補控制的雙向Buck/Boost變換器

如圖3所示，雙向Buck/Boost變換器在功率傳輸上相當(dāng)于2個單向Buck，Boost變換器，可以大幅減輕系統(tǒng)的體積重量和成本，提高系統(tǒng)效率［5］。

圖3 雙向Buck/Boost變換器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.3 Bi-directional Buck/Boost converter topology

在單向變換器的開關(guān)管上反并聯(lián)二極管，在二極管上反并聯(lián)開關(guān)管就可以得到雙向變換器。雙向Buck/Boost電路有3種工作模式［5-6］：Buck工作模式、Boost工作模式、交替工作方式。分別對應(yīng)2種控制方法［3-5］：1）獨立PWM控制，與不同時作用，一組工作另一組封鎖；2）互補PWM控制，兩組開關(guān)管互補工作，同時動作。相較于獨立PWM控制，互補控制可以獲得軟開關(guān)工作條件，動態(tài)性能更好，不會出現(xiàn)電流斷續(xù)。風(fēng)電系統(tǒng)中，超級電容需要快速充放電，頻繁吸收/發(fā)出有功，所以本文適合采用互補PWM控制。

采用狀態(tài)空間平均法，可以獲得Buck變換器的控制模型［6-8］。輸入到輸出的傳遞函數(shù)為

從控制到輸出的傳遞函數(shù)為

Boost電路與之相似。雙向Buck/Boost電路采用雙閉環(huán)的電流模式。圖4中直流母線電壓給定值與實際輸出電壓Udc的偏差通過PI電壓調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，最終得到電流的給定值與實際電流IL的偏差通過PI電流調(diào)節(jié)器所得到的輸出，經(jīng)過脈寬調(diào)制產(chǎn)生雙向DC/DC變換器開關(guān)器件的控制信號。如圖4所示，結(jié)合工程設(shè)計方法［8］電流環(huán)校正為典型Ⅰ系統(tǒng)，電壓環(huán)校正成典型Ⅱ系統(tǒng)。

圖4 雙向Buck/Boost變換器控制框圖Fig.4 Bi-directional DC-DC converter control block diagram

3 逆變器解耦與有功無功控制

逆變器并網(wǎng)要求逆變器輸出正弦波電流，并網(wǎng)電流實時跟蹤電網(wǎng)電壓頻率、相位和并網(wǎng)容量給定的變化，總畸變率要低。

3.1 逆變器數(shù)學(xué)模型

如圖5所示ea，eb，ec為三相電網(wǎng)電動勢，L為濾波電感，R為線路與開關(guān)管的等效電阻，Cdc為直流側(cè)穩(wěn)壓電容，Sa，b，c為開關(guān)函數(shù)。

在三相靜止坐標系下，逆變器的電路平衡方程，由三相靜止坐標系到兩相同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標系獲得逆變器數(shù)學(xué)模型：

式中：ed，eq為三相電網(wǎng)電動勢矢量的d，q分量；ud，uq為逆變器輸出端基波相電壓矢量的d，q分量；id，iq為三相電流合成矢量的d，q分量；Sd，Sq為開關(guān)函數(shù)（Sa，Sb，Sc）的d，q分量。ud，uq和直流側(cè)電壓Udc滿足ud=SdUdc，uq=SqUdc的關(guān)系。

3.2 逆變器前饋解耦和有功無功控制

在三相三線制系統(tǒng)中，將從abc坐標系經(jīng)Clarke變換到αβ坐標系中，如圖6所示，在αβ坐標系中電流電壓矢量表達式分別為

圖6 α-β坐標系與d-q坐標定向矢量Fig.6 α-βcoordinate system and orientation vector d-q coordinate

有功、無功表達式為

由Park變換后進一步可得：

如果三相電網(wǎng)電壓合成矢量E與d-q坐標中的d軸重合同向，對于三相平衡系統(tǒng)，逆變器輸出的有功功率和無功功率可以表示為

輸出的有功可由d軸電流進行調(diào)節(jié)，當(dāng)id＞0時，工作在逆變狀態(tài)，功率由直流側(cè)流向電網(wǎng)；當(dāng)id＜0時工作在整流狀態(tài)，功率從電網(wǎng)測流入直流側(cè)。無功由q軸電流調(diào)節(jié)，無功電流iq絕對值越小，功率因數(shù)越高；當(dāng)iq=0時逆變器工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)。因此在同步旋轉(zhuǎn)坐標系下通過控制d，q軸電流就可以控制并網(wǎng)系統(tǒng)輸送到電網(wǎng)的有功和無功。

從模型可知d-q軸變量相互耦合，電壓無法進行單獨控制，控制器設(shè)計較為困難。為此引入有功電流id、無功電流iq的前饋解耦控制如圖7所示，解耦方程為

圖7 電流解耦控制框圖Fig.7 Current decoupling control block diagram

由于2個電流PI調(diào)節(jié)器具有對稱性，因此設(shè)計方法以及參數(shù)相同［8］，電流控制器設(shè)計典型Ⅰ系統(tǒng)。可得逆變器有功無功控制框圖如圖8所示。

圖8 逆變器有功無功控制框圖Fig.8 Inverter PQ control block diagram

4 系統(tǒng)實驗分析

4.1 儲能系統(tǒng)抑制直流母線電壓波動

仿真參數(shù)設(shè)計：模擬母線電壓100 V，正負波動10%，超級電容采用1800 F/2.7 V共50只超級電容串聯(lián)組成的超級電容組額定電壓為135 V，等效串聯(lián)內(nèi)阻RESR=0.35Ω，開關(guān)頻率f=20 kHz，L=116.64×10-6H，C=40 F。最終仿真電路如圖9所示。

圖9 直流母線電壓波動抑制實驗仿真電路Fig.9 DC bus voltage fluctuation suppression simulation system

由圖10、圖11可知，實際輸出直流母線電壓正負波動由10%降至2.4%左右，最終直流母線電壓基本穩(wěn)定在100 V，電壓偏差信號也穩(wěn)定在0。可見抑制母線電壓波動的目標已經(jīng)實現(xiàn)。

圖10 不加入超級電容時直流母線電壓波動±10%Fig.10 ±10%ofbus voltage fluctuations withoutsuper capacitor

圖11 加入超級電容后電壓波動由10%降為2.4%Fig.11 InstallSCES voltage fluctuations from 10%to 2.4%

如圖12、圖13所示超級電容電壓在100 V至2 V之間變化，在充放電狀態(tài)之間不斷轉(zhuǎn)換，始終為正，電感電流同時也在正負之間不斷變換，可知超級電容通過雙向直流變換器和直流母線之間實現(xiàn)能量雙向傳輸。

圖12 超級電容電壓在100 V和2 V之間變化Fig.12 Supercapacitorvoltage between 100 V and 2 V

圖13 電感電流在正負之間變化Fig.13 Inductor current between positive and negative

4.2 風(fēng)電場功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)設(shè)計

參數(shù)設(shè)計：超級電容器模型組整體指標，容量4.35 F，額定電壓540 V，最大電壓583.2 V，儲能量738.72 kJ，內(nèi)阻R＜1 Ω。設(shè)計系統(tǒng)功率為15 kW；直流側(cè)電壓給定值為630 V；三相電網(wǎng)為220 V，50 Hz；并網(wǎng)電感 L=0.11 H，R=0.05Ω 。LBDC=5×10-3H，CBDC=3 F。PQ控制給定分別為：有功功率P=1500 W上下大幅波動；無功Q=300 W。功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)框圖如圖14、圖15所示。

圖14 風(fēng)電場超級電容功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)Fig.14 Wind farm super capacitor power conditioning system

圖15 風(fēng)電場超級電容功率調(diào)節(jié)仿真系統(tǒng)Fig.15 Wind farm super capacitor power conditioning simulation system

如圖16所示系統(tǒng)輸出電壓電流波形存在一定的相位差，與無功指令Q不為零的設(shè)計相符。如圖17～圖19所示，超級電容電壓在工作初始階段1～1.5 s間有一次大的跌落，這是由于超級電容和交流側(cè)能量交換不是直接進行的，而是通過直流測的濾波電容做為中間單元實現(xiàn)的，在初始階段超級電容需要為濾波電容充電，所以在圖17中超級電容電壓有一次大的跌落，之后在498 V上下波動，處在充放電變化狀態(tài)。

同時圖18所示直流側(cè)濾波電感電流在0 A上下正負波動，與超級電容電壓相對應(yīng)，可知超級電容輸出功率時正時負與充放電狀態(tài)對應(yīng)。

圖16 逆變器輸出A相電壓電流Fig.16 Inverter out put of A phase voltage and current

圖17 超級電容電壓Fig.17 Super capacitor voltage

圖18 直流側(cè)電感電流波形Fig.18 DC side of the inductor current

圖19 直流母線電壓Fig.19 DC bus voltage

由圖20～圖21可知，雖然有功功率P給定始終處在波動狀態(tài)，但直流母線電壓在濾波電容充電完成后，基本穩(wěn)定在雙向DC/DC控制給定的630 V，由于風(fēng)力發(fā)電功率波動時常導(dǎo)致直流母線電壓的突然增加，在加入超級電容儲能系統(tǒng)后，得到了解決。

圖20 模擬風(fēng)電場輸出有功功率波動波形Fig.20 The analog wind farm active power fluctuations

觀察圖20～圖21，逆變器輸出的有功功率波形與模擬風(fēng)電場輸出有功功率的波形反相，疊加后相互抵消為零，實現(xiàn)了設(shè)計功率調(diào)節(jié)器削峰填谷的目標，消除風(fēng)電場輸出功率的波動部分，穩(wěn)定并網(wǎng)功率。

圖21 逆變器輸出有功功率P和無功Q的波形Fig.21 Inverter out put active and reactive power

5 結(jié)論

針對風(fēng)能的隨機性和間歇性導(dǎo)致風(fēng)電機組輸出功率的波動，對風(fēng)機并網(wǎng)產(chǎn)生十分不利的影響。本文設(shè)計了基于超級電容儲能的風(fēng)電系統(tǒng)功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)，該功率系統(tǒng)目標是對風(fēng)電場的輸出功率實現(xiàn)削峰填谷，盡可能地減少風(fēng)電場輸出的有功無功的波動即將風(fēng)電場輸出功率分為恒定部分和波動部分，剝離二者，吸收波動，為電網(wǎng)和負荷提供恒定的功率。最后使用Matlab/Simulink仿真結(jié)果證明系統(tǒng)的可行性和實用性。

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