邵啟紅 萬顯榮* 張德磊 趙志欣 柯亨玉

①(武漢大學(xué)電子信息學(xué)院電波傳播實驗室 武漢 430072)

②(中國電子科技集團公司第二十八研究所 南京 210007)

1 引言

長期以來通信領(lǐng)域和雷達領(lǐng)域由于受各自研究對象的不同而被嚴(yán)格地區(qū)分，以短波(3～30 MHz，又稱高頻、HF)為例，因其獨有的電離層折射傳播和沿導(dǎo)電海洋表面繞射傳播特性，高頻電磁波在通信領(lǐng)域和雷達領(lǐng)域都有著廣泛應(yīng)用。就通信而言，它可以實現(xiàn)數(shù)千甚至上萬公里的遠(yuǎn)距離通信，也可進行幾十到數(shù)百公里的中近距離通信，既可用于艦載、機載、車載、個人背負(fù)等移動通信，也可用于大型固定臺站通信，使用機動靈活、設(shè)備簡單、造價低廉。就雷達而言，可分別構(gòu)建天波雷達、地波雷達和天地波混合雷達，3類雷達均具有作用距離遠(yuǎn)、超視距、反隱身等突出優(yōu)點，是主權(quán)國家用于戰(zhàn)略預(yù)警、國土防空、海洋權(quán)益維護的重要裝備，此外該雷達還可作為遠(yuǎn)程大面積海洋表面動力學(xué)參數(shù)(風(fēng)、浪、流)監(jiān)測和大區(qū)域電離層環(huán)境遙感的有力手段[1－3]。

國內(nèi)外已經(jīng)有不少的學(xué)者研究了雷達與通信的一體化設(shè)計方案。按照發(fā)射機、接收天線、接收機等硬件是否共享等條件，將一體化的方式進行了分類并分析了各種方式的特點和適用條件[4－6]。其中，關(guān)于信號共享，信號波形的設(shè)計及其應(yīng)用的研究也成為當(dāng)前的熱點問題[7－10]。

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)是一種在通信系統(tǒng)中廣受關(guān)注的多載波數(shù)字調(diào)制方式，具有較高的頻譜利用率、較強的抗衰落和抗干擾能力等優(yōu)點。隨著雷達技術(shù)的發(fā)展，OFDM 的概念也被引入到雷達應(yīng)用中，并逐漸成為了新興的雷達信號形式[11－13]。

本文針對超視距雷達組網(wǎng)探測的需求，提出了一種基于 OFDM 波形的短波通信與超視距雷達探測一體化工作模式，研究了其實現(xiàn)所涉及的關(guān)鍵技術(shù)，介紹了利用武漢大學(xué)新近研制的全數(shù)字主被動一體化高頻地波雷達硬件平臺實現(xiàn)信息傳輸和雷達探測功能的實驗結(jié)果。

2 OFDM基本原理及參數(shù)設(shè)計

OFDM是一種特殊的多載波傳輸方案，既可以看作是一種調(diào)制技術(shù)，也可以被當(dāng)作一種復(fù)用技術(shù)，其主要思想是：利用多個正交子信道分擔(dān)傳輸任務(wù)，即將原始的串行數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換后映射到多個相互正交的子載波上進行調(diào)制，然后對各子載波求和后實現(xiàn)傳輸。在接收端則通過相逆的過程，利用各子載波的正交關(guān)系分離出傳輸數(shù)據(jù)。

OFDM時域基帶信號可以簡單表示為

其中： Kmin為最小子載波序號；Kmax為最大子載波序號；k為子載波序號；Ts為OFDM符號持續(xù)時間；dk為第k個子載波上的調(diào)制數(shù)據(jù)。由上式看出，OFDM 信號不同的子載波之間在頻域上保持了1/Ts均勻間隔，如圖1所示，在每個子載波頻譜的最大值處，其他所有子載波的頻譜恰好為零點，因此若在各載波頻譜最大值點進行抽樣，子載波間將不存在相互干擾。

基于 OFDM 系統(tǒng)子載波頻域的正交性，利用FFT快速算法可高效地實現(xiàn)OFDM信號的調(diào)制解調(diào)，隨著數(shù)字信號處理和超大規(guī)模集成電路技術(shù)的逐漸成熟，高速多層次QAM調(diào)制技術(shù)、網(wǎng)格編碼技術(shù)、軟判決技術(shù)、信道自適應(yīng)技術(shù)、保護間隔技術(shù)、信道均衡快速計算等技術(shù)逐步引入到無線通信領(lǐng)域，使得諸如復(fù)雜計算、高速存儲器等妨礙OFDM實現(xiàn)的問題得到徹底解決。隨著無線語音、視頻、寬帶接入、無線局域網(wǎng)、多媒體業(yè)務(wù)等無線通信業(yè)務(wù)的發(fā)展，OFDM技術(shù)得到了廣泛應(yīng)用。

圖1 OFDM信號頻譜

3 OFDM短波通信的關(guān)鍵支撐技術(shù)

短波信道是一種時變色散的信道，存在多徑時延、衰落、多普勒頻移、天電干擾和電臺干擾等一系列復(fù)雜現(xiàn)象。OFDM系統(tǒng)需要根據(jù)信道特性來設(shè)計參數(shù)，不同的傳播模式、多徑數(shù)量與強度、多普勒頻偏、多普勒擴展等信道特性決定了系統(tǒng)參數(shù)的選取。需要考慮的參數(shù)有信號帶寬、數(shù)據(jù)比特速率、信道多徑擴散時延、符號長度、保護間隔(Guard Interval,GI)長度、數(shù)據(jù)幀個數(shù)、子載波數(shù)目、導(dǎo)頻數(shù)量和能量、符號周期等。

3.1 循環(huán)前綴技術(shù)

短波通信中的多徑現(xiàn)象幾乎不可避免，多徑現(xiàn)象產(chǎn)生的原因大致有：天波與地波同時傳播、電離層多跳、電離層不同層反射、寬波束或者不同仰角發(fā)射、地磁場把信號分成兩個磁離子模式分量(即O模式和X模式)、電離層不均勻體呈現(xiàn)的多個散射體[1]。多徑的存在，將會導(dǎo)致前一個符號的結(jié)束部分與后一個符號開頭部分重疊，產(chǎn)生符號間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI)導(dǎo)致頻率選擇性衰落，使信號質(zhì)量下降。相對于其他多載波通信系統(tǒng)，OFDM系統(tǒng)在頻率選擇性信道具有一定的優(yōu)勢，由于數(shù)據(jù)被調(diào)制到多個子載波信道進行傳輸，每個子信道的數(shù)據(jù)速率降低，相應(yīng)的多徑擴散容限將提高，但是對于天波傳播路徑的大時延來說，仍然會產(chǎn)生ISI從而破壞子載波之間的正交性。

為了對抗多徑效應(yīng)導(dǎo)致的ISI，添加循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)被證明是十分有效的方法，此時，OFDM符號的結(jié)構(gòu)可用圖2表示，其中Tg為保護間隔長度，Tu為有效部分長度，符號長度變?yōu)門s=Tg+Tu。循環(huán)前綴長度要求大于多徑擴展時延，即Tg≥τmax，且長度越長，系統(tǒng)抗干擾的能力也就越強。但因其屬于輔助結(jié)構(gòu)，不攜帶有用信息，故Tg的增大會導(dǎo)致信號能量與信息速率的損失。

圖2 完整OFDM符號結(jié)構(gòu)示意圖

根據(jù)通信環(huán)境不同的傳播時延，通過調(diào)整 CP與符號長度比值 GR=Tg/Ts來設(shè)計循環(huán)前綴參數(shù)，實驗表明，當(dāng) Tg/Ts≤0.25時，可使得子信道滿足平衰落的要求[14]。本實驗參考短波信道的特點設(shè)計了如下幾種魯棒模式以適應(yīng)不同的傳播環(huán)境。

表1 OFDM信號的不同模式

3.2 離散導(dǎo)頻技術(shù)

在實際的短波通信環(huán)境中，信道的時域和頻域響應(yīng)是多變的。對于OFDM多載波傳輸系統(tǒng)而言，多徑干擾引起的頻率選擇性衰落在不同的子載波上表現(xiàn)將會不一樣，從而導(dǎo)致OFDM符號在各個子載波上出現(xiàn)的畸變不均勻。為了實現(xiàn)有效穩(wěn)定的通信，OFDM 系統(tǒng)常在信號幀結(jié)構(gòu)中添加固定的參考單元(導(dǎo)頻)，為接收端解調(diào)提供必要的輔助。導(dǎo)頻的數(shù)量、能量、插入方式與信道的最大多徑擴展時延、最大多普勒頻移等傳播信道環(huán)境有關(guān)。根據(jù)功能的不同，又將其導(dǎo)頻分為時間導(dǎo)頻、頻率導(dǎo)頻和增益導(dǎo)頻。時間導(dǎo)頻是為了收發(fā)兩端數(shù)據(jù)幀頭的確認(rèn)，一般位于幀內(nèi)首符號；頻率導(dǎo)頻是用作估計收發(fā)兩端的載波頻率偏差，一般占用所有符號中固定的頻率位置；增益導(dǎo)頻是為實現(xiàn)對信道響應(yīng)的實時跟蹤與均衡，圖案在時頻方向上具有相等的擴展，增益導(dǎo)頻插入方式常見的有梅花狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻。在參考了短波段相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)[15]之后，本次實驗采用了梅花狀增益導(dǎo)頻方案。3種導(dǎo)頻(參考單元)位置分布如圖 3，能量分布如圖4。

圖3 導(dǎo)頻在OFDM中的分布

圖4 導(dǎo)頻在復(fù)平面的能量分布

3.3 峰均功率比抑制技術(shù)

用于短波通信的 OFDM 信號為連續(xù)波，是由多個獨立的載波信號時域疊加而成，當(dāng)各載波信號相位相同或相近時，疊加后在時域某些地方會出現(xiàn)很大的峰值，由此會帶來很高的峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio,PAPR)。峰均功率比過高會造成信號的非線性失真，產(chǎn)生諧波，造成較明顯的頻譜擴展，導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降。OFDM信號的高 PAPR對接收機和發(fā)射機的線性特性和動態(tài)范圍都提出了很高的要求。

在如何降低OFDM信號的PAPR問題上，國內(nèi)外學(xué)者提出了很多種解決方法，大概可以分為預(yù)畸變技術(shù)、編碼類技術(shù)和概率類技術(shù)。預(yù)畸變技術(shù)是指信號在經(jīng)過放大器之前預(yù)先對其中幅值較大的值進行非線性壓縮處理，減小或消除信號經(jīng)過放大器時產(chǎn)生非線性失真的概率，其本質(zhì)就是對信號中超過規(guī)定門限的值進行非線性處理，這類技術(shù)主要有限幅法、峰值加窗或消除法、壓縮擴張技術(shù)等；編碼類技術(shù)是指選擇 PAPR較小的信號碼字進行傳輸，減少傳輸PAPR較高的碼字組合，它是一種線性的處理方法，不引入非線性失真和干擾，但一般會以一定的數(shù)據(jù)速率損失為代價且系統(tǒng)復(fù)雜度會增加，常用的編碼方式有互補格雷碼、雷德密勒碼和分組編碼等；概率類技術(shù)的主要思想是利用不同序列來表示同一組需要傳輸?shù)男畔ⅲ瑥闹羞x擇PAPR 最小的序列作為 OFDM 信號傳輸序列，該類方法也不會使信號產(chǎn)生非線性失真，其主要的方法有選擇性映射法、部分傳輸序列法等[16－18]。本實驗中主要采用了限幅法和壓縮擴張法。

3.4 同步技術(shù)

電離層中各種不均勻散射體的運動、反射層經(jīng)常性的起伏變化、電離子密度變化等因素導(dǎo)致傳播路徑的長度不斷地變化，信號的相位也隨之產(chǎn)生變化，因而產(chǎn)生了短波信道的多普勒效應(yīng)。這種相位的變化，導(dǎo)致信號解調(diào)中需要不斷進行同步，OFDM 信號的同步根據(jù)功能可將其同步劃分為時間同步、頻率同步、樣值同步和幀同步。時間同步是為了確定 OFDM 符號有效部分的起始時刻，即接收端 FFT開窗的起始點；樣值同步是為了糾正由于收發(fā)系統(tǒng)時鐘頻率偏差而導(dǎo)致的采樣點偏移，由于本系統(tǒng)采用 GPS模塊提供的高穩(wěn)時鐘源，所以采樣率偏差帶來的影響很小，可以忽略；頻率同步用于糾正由收發(fā)兩端的本振頻率偏差以及傳輸信道不穩(wěn)定而引入的載波頻率抖動，由于頻偏會導(dǎo)致子載波之間的正交性遭到破壞，從而使得系統(tǒng)性能急劇下降，所以O(shè)FDM系統(tǒng)的頻率同步非常重要；幀同步則是為了搜索每個傳輸幀的起始符號，以確定每幀的數(shù)據(jù)體頭部。

3.5 信道編解碼技術(shù)與信道均衡

為了更好地抵抗短波信道突發(fā)干擾，提高系統(tǒng)容錯能力，還需在系統(tǒng)中引入信道編碼技術(shù)，本實驗系統(tǒng)采用偽隨機二進制序列多項式進行能量擴散，使得原始數(shù)據(jù)隨機化，采用可刪余卷積碼進行差錯控制，采用了比特交織技術(shù)使系統(tǒng)能夠更好地抵抗突發(fā)干擾。

解調(diào)過程需要估計出信道的時域或頻域響應(yīng)，然后通過信道均衡對接收到的數(shù)據(jù)進行校正與恢復(fù)，其算法的性能主要決定于信道的最大時延、噪聲以及估計方法等。

信道編解碼及信道估計對系統(tǒng)性能的改善具有很重要的影響，在上文表1中模式2所給信道條件下，采用2維Wiener濾波算法進行信道估計并均衡，然后統(tǒng)計加入信道編碼模塊前后解調(diào)誤碼率的變化，得到結(jié)果如圖5所示。從圖5中可以看出，信道編碼能大大提升系統(tǒng)性能，也使得接收端能在更惡劣的信道環(huán)境下提取出較低誤碼的發(fā)射信號，從而提高獲得信號的準(zhǔn)確度。

圖5 信道編碼對誤碼率的影響

4 基于OFDM波形的超視距雷達探測技術(shù)

現(xiàn)有該頻段雷達多數(shù)采用主動輻射信號的有源體制，發(fā)射信號形式包括：脈沖線性調(diào)頻(相位編碼)、線性調(diào)頻連續(xù)波、線性調(diào)頻中斷連續(xù)波等。雷達與通信由于各自側(cè)重點不同，在進行波形設(shè)計的時候需要綜合考慮多參數(shù)以優(yōu)化資源的配置。對于雷達通信一體化系統(tǒng)，OFDM信號的參數(shù)，比如帶寬、循環(huán)前綴長度、導(dǎo)頻數(shù)量與能量、符號的長度等參數(shù)都將影響到雷達系統(tǒng)的探測性能和處理方式，系統(tǒng)發(fā)射功率、載波頻率、波束覆蓋范圍、以及是否采用單頻網(wǎng)(Single Frequency Network,SFN)結(jié)構(gòu)等特性將影響雷達的探測威力和組網(wǎng)性能。表2列出了集成系統(tǒng)需要綜合考慮的參數(shù)資源。

表2 雷達與通信集成系統(tǒng)參數(shù)資源

4.1 波形特性與模糊函數(shù)修正

模糊函數(shù)是分析雷達波形的有效工具，它描述了雷達系統(tǒng)所采用波形具有的距離分辨力、雜波抑制能力等潛在性能，其一般定義式為

其中，s(t)為信號復(fù)包絡(luò)，τ表示時延，fd為多普勒頻移。對雷達而言，通常情況下，設(shè)計波形的理想目標(biāo)是圖釘狀模糊函數(shù)，其具有單一的中心峰值，且其余能量均勻地分布于時延-多普勒平面。不存在第2峰值意味著沒有距離和多普勒模糊，而基底均勻且平坦表明旁瓣均勻，可以有效地減小遮擋效應(yīng)。

在本次實驗中使用的 OFDM 信號基本參數(shù)如表3所示，基帶信號的模糊函數(shù)如圖6所示。

表3 OFDM參數(shù)

圖6 OFDM信號的模糊函數(shù)

OFDM系統(tǒng)因通信需要而在每個符號中加入了CP，使得在模糊函數(shù)時延剖面Tu位置出現(xiàn)副峰，稱為循環(huán)前綴副峰。梅花狀導(dǎo)頻的分布，即在頻率和時間上的等間隔分布使得信號在一定的時間間隔和頻率間隔位置具有相關(guān)性而產(chǎn)生副峰，稱為導(dǎo)頻副峰，經(jīng)過分析得知，導(dǎo)頻副峰的位置和導(dǎo)頻圖案的選擇、導(dǎo)頻數(shù)值的選擇及導(dǎo)頻的插入密集程度有關(guān)。本系統(tǒng)中增益導(dǎo)頻子載波序號kg的子集為

其中p為整數(shù)，s為OFDM符號序號。分布規(guī)律為：同一符號載波間隔為6，相鄰符號頻率軸間隔為2，以3個符號為重復(fù)周期。僅考慮導(dǎo)頻值，將3個連續(xù)符號內(nèi)導(dǎo)頻的 OFDM 符號 u(t)分別表示為：u0(t),u1(t),u2(t)，都可看作是頻率間隔為6/Tu的多個正弦信號疊加，在時域會表現(xiàn)出一定的周期性，且周期為Tu/6，求得 u0(t)的自相關(guān)函數(shù) A0(τ)，副峰將位于：

每個符號導(dǎo)頻分布規(guī)律一致，只是初始載波不一樣，相鄰符號頻率軸間隔 2，設(shè) ωu=2π/Tu，則u1(t)與u2(t)的自相關(guān)函數(shù)可表示為

且副峰也位于B0。則u(t)符號內(nèi)的自相關(guān)函數(shù)為

由式(5)可知，集合B0中n=3或n=6時，u(t)在符號內(nèi)自相關(guān)副峰位于：

考慮多普勒頻率，根據(jù)3個符號為重復(fù)周期，即在頻率1/(3Ts)整數(shù)倍位置可能出現(xiàn)副峰，用上述的分析方法，同理可得副峰位置集合C1,C2為

由式(6)-式(8)可知增益導(dǎo)頻符號內(nèi)的自相關(guān)副峰位于 C=C0∪ C1∪ C2如圖7所示。

圖7 OFDM信號的模糊函數(shù)副峰分布

在雷達系統(tǒng)中，通過計算直達波和目標(biāo)回波的互模糊函數(shù)以實現(xiàn)對動目標(biāo)的探測，根據(jù)峰值出現(xiàn)的位置來提取目標(biāo)的距離和多普勒參數(shù)。模糊函數(shù)中副峰的出現(xiàn)會形成虛假目標(biāo)，而且強目標(biāo)回波引起的副峰可能會掩蓋弱目標(biāo)回波信號，因此，需要對OFDM 信號作一些預(yù)處理，以抑制 OFDM信號周期性結(jié)構(gòu)所引起的模糊副峰雷達探測的不利影響。關(guān)于模糊副峰抑制的方法很多[19]，但是總的思想是降低信號的相關(guān)性，較為簡單的處理方法包括：導(dǎo)頻信號置零、正交化導(dǎo)頻序列或者隨機化導(dǎo)頻序列。

對于由循環(huán)前綴導(dǎo)致的副峰，通過在同步之后丟棄循環(huán)前綴部分(相當(dāng)于置零)然后再進行距離多普勒處理。對于導(dǎo)頻引起的副峰，可以在距離多普勒處理前對參考通道信號導(dǎo)頻位置進行相位隨機化處理，使之與監(jiān)測通道信號導(dǎo)頻信號正交或者隨機化，從而降低相關(guān)性。

4.2 通信信號解調(diào)和參考信號重構(gòu)

由于信號具有不同的魯棒模式，通信信號解調(diào)過程中需要進行信號模式的識別以確定基本的信號參數(shù)。根據(jù)它們的循環(huán)前綴與有效符號部分時間長度的比例不同，然后利用該模式的符號參數(shù)在多個符號內(nèi)進行循環(huán)前綴與其母本的滑動相關(guān)運算，最后根據(jù)最強相關(guān)峰值確定當(dāng)前模式。

解調(diào)過程中需要進行時間同步、頻率同步和幀同步。時間同步可采用基于循環(huán)前綴定時同步算法。頻率同步包括小數(shù)倍頻偏估計和整數(shù)倍頻偏估計，小數(shù)倍頻偏估計可根據(jù)循環(huán)前綴的相關(guān)函數(shù)的累積相位來判斷，整數(shù)倍頻偏可以根據(jù)頻率導(dǎo)頻來進行判斷。幀同步則可以利用時間導(dǎo)頻來進行估計[20,21]。設(shè){Sk}和{Rk}分別為發(fā)送和接收序列，則整個同步的過程如圖8所示。

在增益導(dǎo)頻圖案已經(jīng)設(shè)定的情況下，可供選擇的信道估計算法有很多，主要有線性插值估計算法、Wiener濾波估計算法和基于DFT的信道估計算法等。具體實現(xiàn)時候都是先估計出導(dǎo)頻信號處的信道響應(yīng)，然后再采用具體的插值算法估計出整個信道的頻率響應(yīng)，并基于估計值對接收信號加以均衡[22]。

圖8 OFDM系統(tǒng)中的各種同步

在雷達探測過程中，一般需要利用波束形成技術(shù)將陣列波束指向發(fā)射臺方向以形成參考通道，并盡可能提高參考信號純度。在雷達與通信集成系統(tǒng)中，可以通過重構(gòu)算法提純參考信號。當(dāng)信號被完整解調(diào)出來之后，便可以利用已知的調(diào)制方法進行參考信號重構(gòu)。將重構(gòu)信號與提純后的接收信號進行對比，可以驗證基于重構(gòu)的探測方法的有效性。試驗中接收信號與重構(gòu)信號的對比結(jié)果如圖 9所示，圖中兩條曲線分別表示接收信號的自相關(guān)結(jié)果和接收信號與重構(gòu)信號的互相關(guān)結(jié)果，由圖可以看出，兩條曲線幾乎重合，且兩相關(guān)峰相對基底的高度基本相同。對比結(jié)果表明重構(gòu)信號與接收信號擁有較理想的相關(guān)性，也同時驗證了整套重構(gòu)算法的有效性。

圖9 接收信號與重構(gòu)信號的對比結(jié)果

4.3 匹配濾波與相干積累

雷達系統(tǒng)通過參考通道獲取參考信號，通過監(jiān)測通道獲取的目標(biāo)回波信號。監(jiān)測通道和參考通道信號經(jīng)采樣、正交變換和下變頻后得到基帶信號?；鶐盘栔谐烁信d趣的目標(biāo)回波和直達波信號外，還包含有大量的多徑雜波、環(huán)境干擾等成分。雙通道數(shù)據(jù)經(jīng)過參考信號提純、多徑雜波抑制、匹配相關(guān)、相干累積、目標(biāo)檢測和跟蹤等步驟得到目標(biāo)參數(shù)信息。短波段雷達通常通過長相干累積以得到較高的頻率分辨率，相干積累巨大的計算量給系統(tǒng)實時化帶來嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。國內(nèi)外學(xué)者提出了多種快速的計算方法，一般都需將信號分段。本系統(tǒng)中，將采樣信號分段，劃分成快時間信號和慢時間信號，對快時間信號做距離譜，通過 FFT處理慢時間信號得到距離多普勒譜，其流程如圖10所示。

圖10 距離多普勒譜的處理流程

動目標(biāo)回波信號可用經(jīng)目標(biāo)運動調(diào)制后發(fā)射樣本表示，對于窄帶信號，一般可以忽略因調(diào)制引起的回波包絡(luò)變化等效應(yīng)。通過互模糊函數(shù)測量目標(biāo)多普勒頻偏可以獲得目標(biāo)的徑向速度，由于動目標(biāo)速度分辨率受限于信號的時長，根據(jù)需要確定時長進行相干累積。

4.4 目標(biāo)檢測與跟蹤

對于在時變信道下工作的短波通信與雷達集成系統(tǒng)，要在不同噪聲、雜波和干擾背景下檢測目標(biāo)信號，應(yīng)采用恒虛警檢測器以保證虛警概率恒定的同時得到高的檢測概率。為了降低計算量，可在恒虛警檢測前先進行峰值檢測。恒虛警檢測器有適用于不同噪聲或雜波分布下的自適應(yīng)設(shè)置門限、非參量型檢測器、雜波圖等方法[23]。

對于低信噪比目標(biāo)的檢測取決于接收機內(nèi)部/外部噪聲、干擾抑制效果、直達波抑制效果、相干累積時間長短等因素，靈敏度/探測精度/距離是由雷達波形和工作參數(shù)決定的，以上因素決定了系統(tǒng)的探測威力。經(jīng)過恒虛警目標(biāo)檢測后，僅能獲取目標(biāo)相對于直達波的距離差和投影在雙基地角平分線上的速度信息，因此要獲取目標(biāo)的實際位置和速度還需要目標(biāo)的方位信息。實際中可采用波束形成和超分辨測向方法對目標(biāo)定向。當(dāng)有可信方式證實目標(biāo)確實存在而不是虛警的時候，而且目標(biāo)存在時間足夠長，則可以根據(jù)目標(biāo)的方位、距離和速度信息進行關(guān)聯(lián)并估計目標(biāo)的航跡，通過雷達調(diào)度和控制，產(chǎn)生自動跟蹤過程并形成航跡文件。

本實驗選用基于 OFDM 調(diào)制解調(diào)理論的參考信號重構(gòu)方法來提取參考信號?；鶐盘柺紫冉?jīng)過通信解調(diào)恢復(fù)出發(fā)射端傳送的純凈比特流信息，然后經(jīng)物理層調(diào)制重構(gòu)出直達波信號。通信解調(diào)的目的是為了獲取發(fā)射端傳送的通信信息，它包含同步、信道估計和信道解碼幾個步驟。系統(tǒng)信號處理流程如圖11所示。

圖11 信號處理流程

5 實驗結(jié)果

5.1 系統(tǒng)介紹

武漢大學(xué)新近研制的主被動一體化高頻地波雷達系統(tǒng)基于軟件無線電思想設(shè)計，其發(fā)射波形產(chǎn)生與接收信號采集均采用全數(shù)字方案，從而具有很好的通用性和可擴展性，是一部兼容多基地、多頻率、多波形，并且可實現(xiàn)多功能探測的實驗系統(tǒng)。系統(tǒng)可工作頻段為8-25 MHz，發(fā)射根據(jù)需要可采用三元組合單極天線或?qū)?shù)周期天線，接收天線單元采用無源的寬頻帶單極螺旋天線，接收系統(tǒng)可依需求配置為16-32通道，收發(fā)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如圖12所示。由于 OFDM 系統(tǒng)對時鐘有較高要求，系統(tǒng)分別為信號發(fā)生裝置與數(shù)字接收機配備了超高穩(wěn) GPS時鐘源作為基準(zhǔn)時鐘，即框圖中的10 MHz時鐘產(chǎn)生模塊，系統(tǒng)時鐘為80 MHz，由時鐘源倍頻后得到。

5.2 實驗場景及參數(shù)

通信信號發(fā)射站位于山東青島沿海，接收站位于山東煙臺沿海，系統(tǒng)收發(fā)站地理布局如圖 13 所示，收/發(fā)兩站之間相距約50 km。發(fā)射站產(chǎn)生如表3所示OFDM連續(xù)波信號，數(shù)據(jù)采用64QAM標(biāo)準(zhǔn)映射，調(diào)制信號內(nèi)容為某圖片數(shù)據(jù)，發(fā)射信號經(jīng)由2 kW功率放大器輸出，載頻為8.2 MHz，信號帶寬為20 kHz。

圖12 集成系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)框圖

圖13 收發(fā)站位置布局

接收機射頻直接采樣率設(shè)為48 MHz，經(jīng)正交變換和數(shù)字下變頻(DDC)后得到基帶采樣率為 24 kHz，將接收系統(tǒng)配置為16通道，16元接收天線排成線陣，陣列法線方向根據(jù)收/發(fā)站地理位置進行確定，由圖13中的站點分布位置可知，發(fā)射信號可以經(jīng)過地波傳播模式或者天波模式到達接收陣列。

5.3 集成實驗通信結(jié)果

短波段電磁環(huán)境非常擁擠，存在大量廣播通信電臺干擾，此外受電離層影響，電磁環(huán)境在不同時段或不同地點有很大差異，所以不同時段接收信號的好壞存在顯著差異。在短波通信與雷達集成實驗中，通信效果與探測結(jié)果好壞具有明顯的一致性。圖14展示本次試驗不同信道環(huán)境下的64QAM的星座圖。

實驗中發(fā)送的圖片為圖像處理領(lǐng)域常用的名為camera man的圖片作為信源，圖15通過選取不同時段的解調(diào)結(jié)果說明不同信道條件下的通信效果。

5.4 集成實驗探測結(jié)果

通過對系統(tǒng)配置不同的參數(shù)，可使該集成系統(tǒng)分別工作在不同的探測模式，進行高/低速目標(biāo)探測和海洋回波譜的提取。在同頻率同波形的情況，不同信道情況下的實測回波譜如圖16。

圖14 不同信噪比下的接收信號星座圖

圖15 不同信道條件下的通信結(jié)果

圖16 不同信噪比探測結(jié)果

6 結(jié)論

短波通信與超視距雷達一體化實驗平臺集成了傳統(tǒng)通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸功能，同時具有高頻天/地波雷達和雙/多基地雷達的多種優(yōu)點，還可進行組網(wǎng)以擴大覆蓋范圍，可同時用于短波通信、海洋環(huán)境監(jiān)測、移動目標(biāo)探測等領(lǐng)域，節(jié)約了系統(tǒng)成本和頻譜資源，具有廣闊的應(yīng)用前景。

本文實驗結(jié)果證實了 OFDM 信號既是優(yōu)秀的通信信號，也是良好的雷達信號，是短波通信與超視距雷達一體化技術(shù)的一次大膽的嘗試，為超視距雷達多功能化及組網(wǎng)探測等技術(shù)提供了現(xiàn)實依據(jù)。

[1]焦培南,張忠治.雷達環(huán)境與電波傳播特性[M].北京: 電子工業(yè)出版社,2007: 1-31.Jiao Pei-nan and Zhang Zhong-zhi.Radar Environment and Wave Propagation Characteristics[M].Beijing: Publishing House of Electronics Industry,2007: 1-31.

[2]周文瑜,焦培南.超視距雷達技術(shù)[M].北京: 電子工業(yè)出版社,2008.Zhou Wen-yu and Jiao Pei-nan.Over-the-horizon Radar Technology[M].Beijing: Publishing House of Electronics Industry,2008.

[3]萬顯榮,趙志欣,柯亨玉,等.基于DRM數(shù)字調(diào)幅廣播的高頻外輻射源雷達實驗研究[J].雷達學(xué)報,2012,1(1): 11-18.Wan Xian-rong,Zhao Zhi-xin,and Ke Heng-yu,et al..Experimental research of HF passive radar based on DRM digital AM broadcasting[J].Journal of Radars,2012,1(1):11-18.

[4]張明友.雷達-電子戰(zhàn)-通信一體化概論[M].北京: 國防工業(yè)出版社,2010: 1-17.Zhang Ming-you.The Conspectus of Radar-Electronic Warfare-Communication Integration[M].Beijing: National Defense Industry Press,2010: 1-17.

[5]Xing S and Xiang L P.Radar embedded communication technology study[C].Radar (Radar),2011 IEEE CIE International Conference,2011: 1000-1003.

[6]Xu S J,Chen Y,and Zhang P.Integrated radar and communication based on DS-UWB[C].Ultrawideband and Ultrashort Impulse Signals,The Third International Conference,2006: 142-144.

[7]Lin Zhiyuan and Wei Ping.Pulse position modulation time hopping ultra wideband sharing signal for radar and communication system[C].International Conference on Radar,2006,CIE’06,2006: 1-4.

[8]Sturm C and Wiesbeck W.Waveform design and signal processing aspects for fusion of wireless communications and radar sensing[J].Proceedings of the IEEE,2011,99(7):1236-1259.

[9]Surender S C and Narayanan R M.UWB noise-OFDM netted radar: physical layer design and analysis[J].IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,2011,47(2): 1380-1400.

[10]李曉柏,楊瑞娟,陳新永.基于分?jǐn)?shù)階傅里葉變換的雷達通信一體化信號共享研究[J].信號處理,2012,28(4): 487-494.Li Xiao-bo,Yang Rui-juan,and Chen Xin-yong.Radar communications integration signal sharing research based on fractional Fourier transform[J].Signal Processing,2012,28(4): 487-494.

[11]萬顯榮.基于低頻段數(shù)字廣播電視信號的外輻射源雷達發(fā)展現(xiàn)狀與趨勢[J].雷達學(xué)報,2012,1(2): 109-123.Wan Xian-rong.An overview on development of passive radar based on the low frequency band digital broadcasting and TV signals[J].Journal of Radars,2012,1(2): 109-123.

[12]Sen S and Nehorai A.Target detection in clutter using adaptive OFDM radar[J].IEEE Signal Processing Letters,2009,16(7): 592-595.

[13]Braun M,Sturm C,Niethammer A,et al..Parametrization of joint OFDM-based radar and communication systems for vehicular applications[C].2009 IEEE 20th International Symposium on Personal,Indoor and Mobile Radio Communications,2009: 3020-3024.

[14]Hutter A A.Design of OFDM systems for frequency-selective and time-variant channels[C].2002 International Zurich Seminar on Broadband Communications,2002,Access,Transmission,Networking,2002: 31-39.

[15]Digital Radio Mondiale (DRM); System Specification[S].V2.3.1 ed.2012.

[16]Wang Xiaochun,Besong S O,Yu Xiaoyou,et al..A novel PAPR reduction method for advanced wireless and mobileOFDM system[C].20117th International Conference on Wireless Communications,Networking and Mobile Computing (WiCOM),2011: 1-4.

[17]Gao Weihua,Yan Yanjun,Osadciw L,et al..A two stage PAPR reduction method on frequency redundant OFDM system[C]. 2010 25th Biennial Symposium on Communications (QBSC),2010: 416-420.

[18]Sang-Woo K,Hun-Hee L,Chan-Ho P,et al..A PAPR reduction method using the correlation of information in OFDM communication system[C].Third International Conference on Information Technology and Applications,2005,ICITA 2005,2005: 330-333.

[19]Zhao Z,Wan X,Zhang D,et al..An experimental study of HF passive bistatic radar via hybrid sky-surface wave mode[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2012,DOI:10.1109/TAP.2012.2213062.

[20]Sha Y,Li M,Gao Y,et al..Joint OFDM synchronization algorithm based on special training symbol[C].2010 International Conference on Communications and Mobile Computing (CMC),2010: 433-437.

[21]Yuan F,Shuru L,Nana L,et al..A new OFDM synchronization algorithm using training cyclic prefix[C].2011 International Conference on Mechatronic Science,Electric Engineering and Computer (MEC),2011:1489-1491.

[22]Larsen M D,Seco-Granados G,and Swindlehurst A L.Pilot optimization for time-delay and channel estimation in OFDM systems[C].2011 IEEE International Conference on Acoustics,Speech and Signal Processing (ICASSP),2011: 3564-3567.

[23]Skolnik Merrill I.雷達手冊[M].第3版,北京: 電子工業(yè)出版社,2010: 262-298.Skolnik Merrill I.Radar Handbook[M].Third Edition,Beijing: Publishing House of Electronics Industry,2010:262-298.