張 珂，全書海，黃 亮，曹 旭

(武漢理工大學(xué)自動化學(xué)院，湖北 武漢 430070)

隨著電源技術(shù)的快速發(fā)展，越來越多高效環(huán)保的新型能源(如燃料電池、超級電容、光伏等)逐漸趨向產(chǎn)業(yè)化，同時對DC/DC變換器的性能要求也越來越苛刻。特別在燃料電池發(fā)電系統(tǒng)中，要求DC/DC變換器必須具有功率大、效率高、安全可靠和體積小等特點，因此研究大功率高效率的DC/DC變換器十分重要[1]。

在輕載時，燃料電池電壓較高，需通過DC/DC實現(xiàn)降壓輸出;重載時，燃料電池電壓較低，需用DC/DC實現(xiàn)升壓輸出。在多級升壓boost電路[2－6]的基礎(chǔ)上，筆者提出的新型 boost－ buck 電路能有效實現(xiàn)燃料電池在各個狀態(tài)都穩(wěn)壓輸出。相比于傳統(tǒng)的升降壓電路，該變換器能實現(xiàn)低占空比升壓，可有效地降低開關(guān)管的導(dǎo)通功耗，從而提高了效率。

1 新型DC/DC變換器主電路設(shè)計

筆者提出了一種新型的高升壓比 boostbuck變換器，其拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。主電路由一個改進的boost電路和buck電路組成。改進的boost電路相比于傳統(tǒng)的boost電路只增加了一個電容和兩個二極管就實現(xiàn)了兩倍于后者的升壓比，并且開關(guān)管、二極管承受的電壓較小，有效地降低了成本。

該電路可在升壓模式和降壓模式下工作，對各個工作模式的分析如下:

圖1 boost－buck拓撲結(jié)構(gòu)

(1)升壓模式。升壓模式狀態(tài)分析圖如圖2所示。當(dāng)變換器在升壓模式工作時，開關(guān)管T2一直處于直通狀態(tài)，通過控制T2的PWM占空比來控制輸出電壓。當(dāng)T1導(dǎo)通時，如圖2(a)所示，電流直接流經(jīng)L1回到輸入的負極，L1儲能;二極管D2反向截止;電容C2的能量經(jīng)二極管D3流向電容C3。當(dāng)T1關(guān)斷時，如圖2(b)所示，電感L1經(jīng)二極管D2續(xù)流，給電容C2充電;二極管D3截止;電容C3的能量經(jīng)二極管D4流向電容C4和負載。當(dāng)系統(tǒng)達到穩(wěn)態(tài)時，在一個周期內(nèi)電容C2和電容C3的電壓平均值基本相等。

設(shè)開關(guān)管T1的占空比為DT1，則:

圖2 升壓模式狀態(tài)分析圖

(2)降壓模式。降壓模式狀態(tài)分析圖如圖3所示。當(dāng)變換器在降壓模式工作時，開關(guān)管T1一直處于斷開狀態(tài)，系統(tǒng)等效為一個傳統(tǒng)的buck電路。當(dāng)T2導(dǎo)通時，如圖 3(a)所示，D2、D3、D4導(dǎo)通;電流經(jīng)L2給電容C5充電，給負載放電。當(dāng)T2關(guān)斷時，如圖3(b)所示，L2經(jīng)D5續(xù)流，繼續(xù)給負載放電;此時L1、C1、C2形成一個震蕩回路，避免了因L1電流突變而引起的電壓尖峰。

圖3 降壓模式狀態(tài)分析圖

設(shè)T2的占空比為DT2，則:

2 升降壓比參數(shù)計算

在理想情況下，boost電路的升壓比可以通過調(diào)節(jié)占空比無限增大，但是在實際應(yīng)用中受各種因素的影響，其升壓比并不能達到無窮大。其中最主要的影響因素是電路中電感的等效串聯(lián)電阻ESR(equivalent series resistance)，而且開關(guān)頻率越高，影響越大。

設(shè)L1和L2的等效串聯(lián)電阻分別為Resr1和Resr2。L1的平均電流為 IL1，輸出電流為 Iout，輸出阻抗為Ro。

由能量守恒定理可知:

當(dāng)系統(tǒng)達到穩(wěn)態(tài)時，一個周期內(nèi)電感L1兩端電壓的平均值VL1應(yīng)為零，則:

由此可知:

由式(8)可以看出升壓比并不是隨著占空比的增大而無限增大，還取決于Resr1/Ro的值。

當(dāng)變換器在降壓模式工作時，設(shè)電感L2的平均電流為IL2，則:

電感L2的平均電壓VL2也應(yīng)為零，即:

可知:

電感的等效串聯(lián)電阻會隨著開關(guān)頻率的增大而增大，因此在選擇開關(guān)頻率時也應(yīng)適當(dāng)考慮對DC/DC變換器變比的影響。

3 實驗結(jié)果及分析

在自主研發(fā)的大功率DC/DC變換器中，采用新型boost－buck電路作為主電路拓撲結(jié)構(gòu)，選用TI公司的DSP芯片(TMS320LF2407)作為控制芯片，通過輸出電壓、電流反饋調(diào)節(jié)開關(guān)管的占空比，以達到穩(wěn)壓的目的。

實驗參數(shù):輸入電壓為25～80 V，設(shè)定目標輸出電壓為51 V，開關(guān)頻率為20 kHz，輸入電感L1=200 μH，輸出電感 L2=400 μH，輸出濾波電容 C5=1 000 μF，中間電容 C2=C3=C4=100 μF，占空比由DSP根據(jù)反饋值計算得出。

圖4為該DC/DC變換器在輸入32 V時的效率－功率曲線。由圖4可看出輕載時效率可達95%以上，隨著功率的增加，開關(guān)損耗(主要是開通損耗)增大，效率降低。

圖4 功率－效率曲線

開關(guān)管的開通損耗功率 P'如下式所示[7－8]:

其中:VCE為開關(guān)管導(dǎo)通時集電極與發(fā)射極之間的電壓;I0為開關(guān)管導(dǎo)通時流過的平均電流;D為開關(guān)管的占空比。這里選擇的IGBT型號為FF450R60KT4，則 VCE為2 V。

表1為傳統(tǒng)的boost電路和新型boost－buck電路同時工作在輸入電壓為38 V，輸出目標電壓為51 V，輸出功率為5 kW時的占空比、導(dǎo)通損耗和轉(zhuǎn)換效率?？煽闯鲂滦蚥oost－buck電路的導(dǎo)通損耗遠小于傳統(tǒng)boost電路的導(dǎo)通損耗，其轉(zhuǎn)換效率也比傳統(tǒng)boost的轉(zhuǎn)換效率高了3%。

表1 輸出5 kW時電路的實驗數(shù)據(jù)

圖5為傳統(tǒng)boost電路輸出58 V時的開關(guān)管波形界面圖，可以看出開關(guān)管關(guān)斷時承受的平均電壓為55.9 V。

圖6為新型boost－buck電路輸出58 V時的開關(guān)管波形界面圖，可以看出此時開關(guān)管占空比與圖5中的占空比相同，但是關(guān)斷時承受的平均電壓僅為30.4 V。

圖5 傳統(tǒng)boost電路開關(guān)管電壓波形界面圖

圖6 新型boost－buck電路開關(guān)管電壓波形界面圖

由此可見，新型boost－buck電路對開關(guān)管的耐壓要求降低，可以有效提高變換器的安全性。

4 結(jié)論

筆者提出的DC/DC變換器可以適用于許多單向升降壓系統(tǒng)(如燃料電池、光伏等)[9－10]，實驗證明該變換器可實現(xiàn)高效率運行。電路的主要優(yōu)點有:

(1)在低占空比的基礎(chǔ)上能實現(xiàn)高升壓比，降低了開通損耗，有效地提高了效率。同時也能實現(xiàn)降壓功能;

(2)由于有兩個電容分壓，開關(guān)管承受的電壓小，對開關(guān)管要求降低，提高了變換器的安全性。

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