陳昌明，彭 燁，王建波

(成都信息工程學(xué)院 通信工程學(xué)院，四川 成都610225)

超寬帶 UWB（Ultra-Wide band）技術(shù)是一種新興的無(wú)線通信技術(shù)，具有數(shù)據(jù)傳輸速率高、功耗低、安全性好等優(yōu)勢(shì)，在雷達(dá)定位、智能交通系統(tǒng)、無(wú)線個(gè)人局域網(wǎng)（WPAN）等方面得到廣泛應(yīng)用。而作為超寬帶射頻無(wú)線接收機(jī)最前端的低噪聲放大器,對(duì)系統(tǒng)的靈敏度具有決定性作用。可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃鞒凉M足低的噪聲系數(shù)和高的增益等指標(biāo)外，還可以穩(wěn)定輸出、增大接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍、滿足混頻器的線性度要求,可靈活應(yīng)用于超寬帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)。目前已報(bào)道的可變?cè)鲆鍸NA主要采用開(kāi)關(guān)選擇技術(shù)[1-2]、負(fù)反饋技術(shù)及偏流控制技術(shù)等[3-4]。上述方法對(duì)窄帶低噪聲放大器的增益能實(shí)現(xiàn)連續(xù)控制,但在超寬帶放大器中會(huì)造成放大器的回波損耗及增益平坦度等指標(biāo)隨著增益的減小而惡化。

本文提出了一個(gè)基于 TSMC 0.18 μm CMOS工藝的3 GHz～5 GHz增益可變的低噪聲放大器。采用二級(jí)共源共柵結(jié)構(gòu)，使用并聯(lián)負(fù)反饋展寬頻帶，通過(guò)控制第二級(jí)放大器的偏流來(lái)實(shí)現(xiàn)增益連續(xù)可變。仿真結(jié)果表明，該放大器在工作頻段內(nèi)可實(shí)現(xiàn)增益變化為36.5 dB，輸入輸出回波損耗及增益平坦度幾乎不變，噪聲系數(shù)最小值為1.46 dB，在1.8 V電源下，功耗僅有6.2 mW。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 超寬帶輸入阻抗匹配

基于CMOS工藝的經(jīng)典電感源簡(jiǎn)并(Inductively source degeneration)結(jié)構(gòu)的LNA具有噪聲系數(shù)小、增益高等特點(diǎn)，在實(shí)現(xiàn)寬帶LNA電路時(shí)，通常需要增加負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，降低電路品質(zhì)因數(shù)來(lái)拓展頻帶。本文采用了典型的RC并聯(lián)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)[5]，其電路如圖1所示。M1和M2組成LNA的主放大電路,M3和M4組成第二級(jí)放大電路，M5和M6組成源極跟隨器作為輸出緩沖。兩級(jí)電路采用電感負(fù)載L1和L2引入零點(diǎn)，以補(bǔ)償因寄生電容引起的增益下降；R1和R2用來(lái)提高低頻增益和改善增益平坦度；RfCf為負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。為便于調(diào)整，柵極電感Lg與輸出匹配電路在片外實(shí)現(xiàn)。M1源極所接負(fù)反饋電感Ls用以實(shí)現(xiàn)輸入阻抗匹配，Lg可調(diào)整LNA電路的諧振頻點(diǎn)。

設(shè) Cgs為 MOS管 M1的柵源寄生電容，ωT(=gm/Cgs)為M1的截止頻率，gm1為 M1的跨導(dǎo)，RfM為反饋電阻 Rf根據(jù)Miller效應(yīng)折算到輸入端的等效電阻。為簡(jiǎn)便起見(jiàn)，令 ZL=RL，RfL=Rf+RL,Rgs=Lg+Ls，經(jīng)整理，可得電路的輸入阻抗[5]：

電路要實(shí)現(xiàn)完全匹配，須滿足以下條件：Re(Zin)=Rs，Im(Zin)=0，這在寬帶電路設(shè)計(jì)中很難實(shí)現(xiàn)，但通過(guò)優(yōu)化各元件的數(shù)值，可使輸入反射系數(shù)小于-10 dB。

電路在未加負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)時(shí)輸入電路的品質(zhì)因數(shù)為：

式中，ω0為諧振角頻率，可見(jiàn) Q＜Q′。由于電路的 3 dB帶寬與其品質(zhì)因數(shù)成反比，即 BW-3dB=ω0/Q，可見(jiàn)，負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)RfCf的引入展寬了頻帶帶寬。

1.2 噪聲分析

計(jì)算NF時(shí)，在阻抗匹配和輸出諧振條件下需考慮Rs、Rf、Lg的寄生電阻 Rg、M1 等的噪聲大小，分別計(jì)算這些噪聲源并等效到輸入端的電壓噪聲功率，其噪聲系數(shù)近似為[5]：

從式(4)可以看出，Rf越大則NF越小，但 Rf的增大必然要求Av增大以滿足阻抗匹配的要求,這會(huì)對(duì)功耗提出更高的要求,需要折衷。

1.3 增益控制分析

對(duì)圖1所示的LNA，若直接改變第一級(jí)放大器的柵源電壓，可實(shí)現(xiàn)增益可變，但必然會(huì)影響輸入輸出匹配電路，導(dǎo)致回波損耗、線性度、增益平坦度等指標(biāo)惡化。通過(guò)控制第二級(jí)放大器的偏流，即改變圖1所示M4的柵極電壓Vct，在實(shí)現(xiàn)增益連續(xù)可變的同時(shí)，又能克服上述缺陷。

在高頻時(shí)，MOS管可看成一個(gè)電流放大器，第一級(jí)和第二級(jí)的電流放大倍數(shù)分別為：β1(s)=gm1/sCgs1，β2(s)=gm3/sCgs3，若設(shè) H(s)為輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)，則輸入電流為：iin=VinH(s)/Rs，其輸出電流為[6]：

其中，Rout是電路輸出阻抗。

電路電壓增益為：

式(7)表明，增益與M3的跨導(dǎo)gm3成正比。而

其中，μn和Cox分別是電子遷移率和單位面積的柵氧化層電容，屬于工藝常數(shù)；W和L分別表示MOS管的尺寸；VTH則是MOS管閾值電壓，工藝固定時(shí)一般視為定值。在圖1中，把M4看作M3的負(fù)載,當(dāng)其柵極的控制電壓Vct增大時(shí)，其等效負(fù)載減小，ID增加，Vds3也增大，從而gm3也隨著增大，增益提高。當(dāng)Vct電壓減小時(shí)，電路的增益下降；當(dāng)Vct在一定范圍內(nèi)連續(xù)變化時(shí)，電路的增益連續(xù)可變。可見(jiàn)，改變gm3就等于改變了整個(gè)電路的增益,從而實(shí)現(xiàn)增益可調(diào)。

2 仿真結(jié)果

將圖1電路的輸入輸出匹配至50 Ω，加上偏置電路，采用TSMC 0.18 μm工藝庫(kù)，利用Spectre RF進(jìn)行仿真分析。在有功耗約束條件下，晶體管的最優(yōu)器件寬度為[7]：

由此定出MOS管的最佳柵寬為120 μm。

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)可以采用無(wú)源濾波器結(jié)構(gòu)，很容易獲得很好的功率和最佳的噪聲性能。輸出端由于采用源極跟隨器，通過(guò)優(yōu)化，選擇合適的元器件值，容易使輸出反射系數(shù)滿足要求。圖2是當(dāng)Vct=1.8 V時(shí)的S11、S22及S21仿真結(jié)果?？梢钥闯?在 3 GHz～5 GHz范圍內(nèi)，S11和 S22分別小于-15 dB和-11 dB，S21最大值為 22.5 dB;由于控制的是第二級(jí)放大器的偏流，Vct的變化對(duì)S11和S22幾乎沒(méi)有任何影響。圖3和圖4分別為Vct變化時(shí)增益、噪聲系數(shù)的仿真結(jié)果。由圖可知，當(dāng)參數(shù)掃描Vct從0.5 V～1.8 V、步長(zhǎng)為0.1 V時(shí)，電路實(shí)現(xiàn)的增益大約為36.5 dB(-14 dB～22.5 dB）的可調(diào)范圍，噪聲系數(shù)的變化范圍為 1.46 dB～2.8 dB，隨著Vct減小，噪聲逐步惡化。在4 GHz處，對(duì)IIP3仿真的結(jié)果為-7 dBm。整個(gè)電路在1.8 V電源下，功耗為6.2 mW。表1為本文設(shè)計(jì)的LNA與已發(fā)表文獻(xiàn)中的超寬帶LNA的性能比較。

本文給出了一個(gè)針對(duì)3～5 GHz頻段的CMOS超寬帶可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃髟O(shè)計(jì)。電路采用兩級(jí)共源共柵結(jié)構(gòu)，在1.8 V電壓下，實(shí)現(xiàn)了大約36.5 dB的連續(xù)增益可調(diào)，且不影響輸入輸出匹配電路，為實(shí)現(xiàn)超寬帶可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃魈峁┝艘环N選擇方案。

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