宋平崗，沈友朋

（華東交通大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，江西 南昌 330013）

1 引言

太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)是有效利用新能源的重要手段之一，在分布式發(fā)電系統(tǒng)中也占有很重要的地位。隨著各國政府對新能源利用的重視和鼓勵，這種發(fā)電方式在實(shí)際應(yīng)用中越來越普遍［1］。

傳統(tǒng)的光伏并網(wǎng)逆變器一般都會采用帶變壓器式的逆變器，包括在逆變器輸出端接工頻變壓器和在逆變器輸入端接高頻變壓器2種。雖然接變壓器可以實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)整和電氣隔離的作用，但也存在一些固有的缺點(diǎn)和不足，如工頻變壓器存在體積大、重量重、成本高以及安裝、運(yùn)輸困難等缺點(diǎn)；而高頻變壓器雖然體積小，結(jié)構(gòu)簡單，但因采用多級結(jié)構(gòu)使系統(tǒng)控制復(fù)雜，轉(zhuǎn)換效率低。為了去掉笨重的工頻變壓器和復(fù)雜的高頻變壓器，國外一些學(xué)者提出了無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)系統(tǒng)［2］。因系統(tǒng)中沒有變壓器，大大提高了整個(gè)并網(wǎng)系統(tǒng)的效率，但同時(shí)也帶來了一些新的問題，如共模電流（在實(shí)際光伏并網(wǎng)設(shè)備中俗稱“漏電流”）、向電網(wǎng)注入直流分量等［3－5］。本文只對共模電流的相關(guān)問題進(jìn)行分析和研究。

由于在無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器中沒有變壓器的隔離作用，電網(wǎng)與光伏陣列存在直接的電氣連接，而光伏陣列和地之間存在虛擬的寄生電容，因此形成了由寄生電容、濾波元件和電網(wǎng)阻抗組成的共模諧振回路［6］。寄生電容上變化的共模電壓在這個(gè)共模諧振回路中就會產(chǎn)生相應(yīng)的共模電流（即漏電流），如圖1所示。

圖1 無變壓器型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Transformerless PV system block diagram

無變壓器光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中的共模電流會帶來很多問題和危害，如引起并網(wǎng)電流的畸變、對其他設(shè)備產(chǎn)生電磁干擾等，更為嚴(yán)重的是會對人身安全構(gòu)成重大威脅［7］。因此一些國家對漏電流的要求進(jìn)行了相關(guān)規(guī)定，如德國的VDE－0126－1－1標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，漏電流超過300mA時(shí)，光伏并網(wǎng)系統(tǒng)必須在0.3s內(nèi)與電網(wǎng)斷開。因此漏電流抑制技術(shù)已成為無變壓器光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中必須要跨越的技術(shù)障礙。本文主要是從抑制漏電流的控制策略角度，對漏電流的產(chǎn)生原因，以及各種調(diào)制方法對抑制漏電流效果的影響進(jìn)行分析研究，并在此基礎(chǔ)上提出、總結(jié)了一些抑制漏電流的控制策略。

2 漏電流產(chǎn)生原因的分析

2.1 單相全橋式逆變器的共模分析

圖2為單相無變壓器全橋式逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，輸出點(diǎn)a，b對o點(diǎn)的電位是由4個(gè)開關(guān)管控制的，當(dāng)1個(gè)橋臂的上開關(guān)管開通時(shí)，a（或b）點(diǎn)對o點(diǎn)的電位即為直流側(cè)光伏陣列的輸出電壓；而下開關(guān)管開通時(shí)，a（或b）點(diǎn)對o點(diǎn)的電位就為零。這樣，光伏陣列和開關(guān)管的綜合作用就可等效為在ao和bo兩端加入2個(gè)以開關(guān)管頻率變化，幅值為光伏陣列輸出電壓的等效方波電源。因此，單相全橋式拓?fù)渚涂傻刃槿鐖D3所示的簡化示意圖。

圖2 單相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Single－phase full－bridge topology

因電網(wǎng)電壓頻率比開關(guān)頻率低很多，所以電網(wǎng)電壓產(chǎn)生的共模電流可忽略。由戴維南疊加定理，根據(jù)圖3分別計(jì)算2個(gè)方波電源單獨(dú)作用時(shí)的共模電流。

同理可得

式中：icm為各共模電流之和；icm1為等效電源Vao單獨(dú)作用時(shí)的共模電流；icm2為等效電源Vbo單獨(dú)作用時(shí)的共模電流；ω為開關(guān)頻率；L為輸出濾波電感；Cp為等效寄生電容。

圖3 單相全橋式拓?fù)浜喕疽鈭DFig.3 Simplified diagram of single－phase full－bridge topology

等效方波電源單獨(dú)作用電路如圖4所示。

圖4 等效方波電源單獨(dú)作用電路圖Fig.4 Circuit of equivalent square wave power alone

對式（2）、式（3）利用疊加定理，將2個(gè)等效方波電源疊加在一起，形成如圖5所示的單相全橋式拓?fù)涞墓材ｋ娏鞣治瞿Ｐ蛨D。圖5中，因共模電流比差模電流要小得多，因此在分析共模電流時(shí)可忽略電感上的壓降。

圖5 單相全橋電路共模電流模型Fig.5 Common mode current model of single－phase full－bridge circuit

由圖5可得共模電流

一般定義共模電壓Vcm為

由圖5可知，根據(jù)式（4）、式（5）可得：當(dāng)共模電壓Vcm為一定值時(shí)，共模電流icm為零。

所以，要想抑制共模電流，就必須使得Vcm的變化率保持恒定，使Vcm為一定值，也即使得a，b點(diǎn)對o點(diǎn)的電壓之和滿足：

2.2 三相全橋式逆變器的共模分析

圖6為三相無變壓器全橋式逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。為了方便分析共模電流，定義Vpv為等效光伏陣列的直流電壓，VAN，VBN，VCN分別為全橋逆變器交流輸出點(diǎn)A，B，C對直流母線N 點(diǎn)的電壓，Vcm－AB為A 相與B 相間的共模電壓，Vcm－BC為B相和C相間的共模電壓，Vcm－CA為C相和A 相間的共模電壓，VL為濾波電感上的壓降，Vcm為寄生電容Cpv上產(chǎn)生的共模電壓，icm為共模電流，Vg為電網(wǎng)電壓。

圖6 三相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.6 Three－phase full－bridge topology

以電網(wǎng)電流的正半周為例，分析全橋式拓?fù)涞墓材ｋ娏?。?dāng)開關(guān)管S1，S4和S6開通時(shí)，在開關(guān)管S2，L，Vg和寄生電容Cpv構(gòu)成的回路以及在開關(guān)管S4，L，Vg和寄生電容Cpv構(gòu)成的回路中，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，可列出共模諧振回路的電壓方程：

因Vg為工頻電網(wǎng)電壓，所以Vg在寄生電容上產(chǎn)生的共模電流一般可忽略，而VAN，VBN為PWM控制的高頻脈沖電壓，共模電流主要由此激勵產(chǎn)生。所以由式（7）、式（8）相加可得A相與B相間的共模電壓Vcm－AB為

同理可得：B相和C相間的共模電壓Vcm－BC為

C相和A相間的共模電壓Vcm－CA為

由式（9）、式（10）、式（11）3式可得，三相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模電壓Vcm為

而流過寄生電容的共模電流icm為

由式（12）、式（13）可知，要想抑制共模電流，就必須使得Vcm的變化率保持恒定，使Vcm為一定值，即使得A，B，C點(diǎn)對N 點(diǎn)的電壓之和滿足：

由上述分析可知，不管是單相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，還是三相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，其共模電流（也即漏電流）的產(chǎn)生均與共模電壓有關(guān)。由式（6）和式（14）可知，只要保證共模電壓Vcm為一定值時(shí)，那么共模電流就基本為零。因此可以通過采用不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)或控制策略方式使共模電壓為一定值，從而達(dá)到有效抑制漏電流的目的。

3 單相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的控制策略

由上節(jié)分析可知，對于無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)來說，只要保證共模電壓為一定值，就可有效抑制漏電流。但是采用不同的調(diào)制策略對漏電流抑制效果的影響有相當(dāng)大的差異。對于單相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)來說，一般采用3種PWM調(diào)制策略，即單極性調(diào)制、雙極性調(diào)制和混合型調(diào)制。下面以單相全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為研究對象，分別進(jìn)行討論。

3.1 單極性PWM調(diào)制

圖2所示的單相全橋拓?fù)洳捎脝螛O性PWM

調(diào)制法控制時(shí)，在整個(gè)工作周期內(nèi)，開關(guān)管S1，S2均按工頻調(diào)制，而S3，S4均按開關(guān)頻率的PWM調(diào)制。以電網(wǎng)電流正半周為例：

當(dāng)開關(guān)管S1，S4導(dǎo)通，開關(guān)管S2，S3關(guān)斷時(shí)，

當(dāng)開關(guān)管S1，S3關(guān)斷，開關(guān)管S2，S4導(dǎo)通時(shí)，

負(fù)半周開關(guān)管控制順序與正半周相似。由式（15）、式（16）可知，在開關(guān)過程中，共模電壓Vcm的幅值是變化的。因此，其共模電流很大，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過標(biāo)準(zhǔn)要求。圖7為其共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖7可知，在開關(guān)過程中共模電壓Vcm的幅值是在0，Vpv／2和Vpv之間變化的。因此共模電流的值很大。

圖7 單極性調(diào)制的全橋拓?fù)浞抡娌ㄐ蜦ig.7 Simulation waveforms of unipolar modulation full－bridge topology

3.2 雙極性PWM調(diào)制

圖2所示的單相全橋拓?fù)洳捎秒p極性PWM調(diào)制法控制時(shí)，在整個(gè)工作周期內(nèi)，4個(gè)開關(guān)管均按開關(guān)頻率的PWM調(diào)制。以電網(wǎng)電流正半周為例，當(dāng)開關(guān)管S1，S4導(dǎo)通，開關(guān)管S2，S3關(guān)斷時(shí)，

當(dāng)開關(guān)管S1，S4關(guān)斷，開關(guān)管S2，S3導(dǎo)通時(shí)，

負(fù)半周開關(guān)管控制順序與正半周相似。由式（17）、式（18）可知，在開關(guān)過程中，Vcm＝0.5Vpv，所以Vcm近似為定值，共模電流也近似為零?？梢?，采用雙極性PWM調(diào)制法來控制單相全橋逆變器能夠有效地抑制共模電流。圖8為其共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖8可知，因共模電壓Vcm基本為一定值，所以共模電流icm基本為零。因此，單相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的雙極性調(diào)制法可有效地抑制共模電流。然而，從上述分析可知，在整個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)4個(gè)開關(guān)管都以開關(guān)頻率工作，這就會產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗，從而限制了系統(tǒng)的效率。

圖8 雙極性調(diào)制的全橋拓?fù)浞抡娌ㄐ蜦ig.8 Simulation waveforms of bipolar modulation full－bridge topology

3.3 混合型PWM調(diào)制

圖2所示的單相全橋拓?fù)洳捎没旌闲蚉WM調(diào)制法控制。在電網(wǎng)電流正半周內(nèi)，開關(guān)管S1始終導(dǎo)通，S2，S3始終關(guān)斷，S4按開關(guān)頻率PWM調(diào)制；在電網(wǎng)電流負(fù)半周內(nèi)，開關(guān)管S2始終導(dǎo)通，S1，S4始終關(guān)斷，S3按開關(guān)頻率PWM調(diào)制。以電網(wǎng)電流正半周為例，當(dāng)開關(guān)管S1，S4導(dǎo)通，開關(guān)管S2，S3關(guān)斷時(shí)，

當(dāng)開關(guān)管S1導(dǎo)通，開關(guān)管S2，S3，S4關(guān)斷時(shí)，電流可通過開關(guān)管S1和開關(guān)管S3的反并聯(lián)二極管進(jìn)行續(xù)流。這時(shí)，

負(fù)半周分析過程與正半周相似。由式（19）、式（20）可知，在開關(guān)過程中，共模電壓Vcm的幅值是變化的。因此，其共模電流很大，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過標(biāo)準(zhǔn)要求。圖9為其共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖9可知，在開關(guān)過程中共模電壓Vcm的幅值是在0，Vpv／2和Vpv之間變化的。因此共模電流的值很大。

圖9 混合型調(diào)制的全橋拓?fù)浞抡娌ㄐ蜦ig.9 Simulation waveforms of hybrid modulation full－bridge topology

表1給出了3種不同控制策略下的共模電壓和共模電流的比較。

表1 不同控制策略的比較Tab.1 Comparison of different control strategies

由表1可知，雙極性調(diào)制的全橋拓?fù)涞墓材ｋ娏鳎绰╇娏鳎┖苄?，而單極性和混合型調(diào)制的共模電流很大，因此采用雙極性調(diào)制的控制策略可有效抑制漏電流，而采用另外2種控制策略不能抑制漏電流。但雙極性調(diào)制法也存在明顯的不足，在整個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)，4個(gè)開關(guān)管均以開關(guān)頻率工作，這就使得開關(guān)損耗是另外2種調(diào)制法的2倍，從而增加了系統(tǒng)的損耗，降低了系統(tǒng)效率。

為了解決全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的不足，國內(nèi)外一些學(xué)者通過提出新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來彌補(bǔ)全橋式拓?fù)涞牟蛔?。如帶直流旁路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、帶交流旁路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、H5拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等。這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)一般都采用單極性PWM調(diào)制控制策略，通過利用本身的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，使主橋臂開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，續(xù)流開關(guān)管導(dǎo)通，從而使直流側(cè)和交流側(cè)斷開，實(shí)現(xiàn)抑制漏電流的目的。

4 三相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的控制策略

對于圖6所示的三相無變壓器全橋式逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分別采用傳統(tǒng)SPWM控制方法［8］、空間矢量SVPWM和改進(jìn)型SPWM控制方法，分析不同方法對抑制漏電流的影響。

4.1 理論分析

圖10為3種不同控制方法的開關(guān)管調(diào)制圖和共模電壓圖。由圖10a可知，對于上橋臂開關(guān)管S1，S3，S5，當(dāng)有2個(gè)導(dǎo)通時(shí)，共模電壓Vcm＝2Vpv／3；當(dāng)只有1個(gè)導(dǎo)通時(shí)，共模電壓Vcm＝Vpv／3；當(dāng)沒有開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，共模電壓Vcm＝0。因此，三相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用傳統(tǒng)的SPWM控制方法時(shí)，共模電壓是在0～2Vpv／3之間變化的。所以根據(jù)前述抑制共模電流的一般規(guī)律可知，該控制方法不能抑制共模電流。由圖10b可知，對于上橋臂開關(guān)管S1，S3，S5，當(dāng)3個(gè)全導(dǎo)通時(shí)，共模電壓Vcm＝Vpv；2個(gè)導(dǎo)通時(shí)，Vcm＝2Vpv／3；有1個(gè)導(dǎo)通時(shí)，Vcm＝Vpv／3；3個(gè)全關(guān)斷時(shí)，Vcm＝0。因此，三相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用空間矢量SVPWM控制方法時(shí)，共模電壓是在0～Vpv之間變化的。所以根據(jù)前述抑制共模電流的一般規(guī)律可知，該控制方法也不能抑制共模電流。由圖10c可知，當(dāng)采用改進(jìn)型SPWM控制方法時(shí)，上橋臂開關(guān)管S1，S3，S5在任何時(shí)刻都只有1個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，如S1導(dǎo)通，S3，S5關(guān)斷時(shí)，則下橋臂開關(guān)管S2關(guān)斷，S4，S6關(guān)斷，因此共模電壓為

圖10 不同方法的開關(guān)管調(diào)制圖及共模電壓Fig.10 The switch state and common－mode voltage of the different ways

Vcm為一定值。開關(guān)管S3，S5導(dǎo)通時(shí)與S1分析一樣。從以上分析可知該方法可有效地抑制共模電流。

4.2 仿真研究

對上述3種不同的調(diào)制法，分別對其進(jìn)行仿真研究。仿真軟件采用Matlab／Simulink。為了方便系統(tǒng)仿真，將PV陣列用直流電壓源代替并且Vpv＝700V；輸入直流端的電容C＝1mF，寄生電容Cp＝100nF。開關(guān)管頻率fsw＝5kHz。輸出濾波電感L＝2mH。電網(wǎng)頻率fg＝50Hz，電網(wǎng)電壓Vg＝220V（rms）。

圖11為3種不同調(diào)制法的仿真結(jié)果。仿真波形均為共模電壓Vcm和共模電流icm波形。由圖11可知，傳統(tǒng)SPWM法和SVPWM法因共模電壓是變化的，故不能有效抑制共模電流（漏電流）。而本文提出的改進(jìn)型SPWM法能使共模電壓恒為Vpv／3，因此可有效抑制共模電流。

圖11 不同調(diào)制法的仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of the different modulation

5 結(jié)論

漏電流本質(zhì)上就是共模電流，其產(chǎn)生的根本原因在于無變壓器光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)與地間的寄生電容Cp上共模電壓變化率較大。因此要想有效抑制漏電流，就必須減小共模電壓變化率。

對于雙極性調(diào)制的單相全橋式逆變系統(tǒng)，雖能有效抑制漏電流，但因4個(gè)開關(guān)管在整個(gè)工作周期內(nèi)均以開關(guān)頻率調(diào)制而增加了開關(guān)損耗，影響了系統(tǒng)的效率。因此近年來國內(nèi)外學(xué)者提出的新型單相拓?fù)渚捎脝螛O性調(diào)制法，充分利用新拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)特點(diǎn)，不但能有效抑制漏電流，還能減小開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)效率，如直流旁路拓?fù)浜徒涣髋月吠負(fù)涞?。而三相全橋式拓?fù)?，采用傳統(tǒng)的SPWM法和SVPWM法是不能有效抑制漏電流的，而本文提出的改進(jìn)型SPWM法因能夠使共模電壓恒定，故能有效抑制漏電流，從而為研究新型三相無變壓器光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的控制策略提供一些理論參考。

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