劉江華，王國建，李曉燕，齊懷軒

（天津電氣傳動設(shè)計研究所，天津 300180）

1 引言

在電源設(shè)計中，對大功率密度和小尺寸的要求越來越高，迫切需要提高開關(guān)頻率和轉(zhuǎn)換效率來實現(xiàn)此目的。然而，這兩種方法同時實施并不容易。傳統(tǒng)PWM電源結(jié)構(gòu)，在較高的開關(guān)頻率（大于100kHz）能縮小無源器件的體積，卻導(dǎo)致功率器件開關(guān)損耗急劇增加，效率降低，需要更大的散熱器，不能明顯縮小整機體積。另外，由寄生元件引起的EMI噪聲也限制了高頻工作。因此必須采用更先進的電源拓撲結(jié)構(gòu)，目的是實現(xiàn)功率器件的軟開關(guān)，并減少高頻條件下的開關(guān)損耗。LLC諧振電路結(jié)構(gòu)就是為了解決以上問題而出現(xiàn)的，是實現(xiàn)軟開關(guān)所需元件最少、近年來百瓦功率級比較流行的方案。

本文提供的LLC變換器采用DSPIC數(shù)字控制器來實現(xiàn)。數(shù)字控制的優(yōu)勢是提供了很強的適應(yīng)性與靈活性，具備直接監(jiān)視、處理并適應(yīng)系統(tǒng)條件的能力，能夠滿足幾乎任何電源要求，還可通過遠程診斷以確保持續(xù)的系統(tǒng)可靠性，實現(xiàn)故障管理、過電壓（流）保護、自動冗余等功能，系統(tǒng)的復(fù)雜性并不隨功能的增加而增加過多，外圍器件很少。相對模擬控制技術(shù)，數(shù)字控制的獨特優(yōu)勢還包括在線可編程能力、更先進的控制算法、更好的效率優(yōu)化、更高的操作精確度和可靠性、優(yōu)秀的系統(tǒng)管理和互聯(lián)功能。數(shù)字電源具有以上優(yōu)勢使得電源的調(diào)試和維護變得更輕松。

2 LLC變換器原理

對比常規(guī)諧振器，LLC型諧振變換器具有許多優(yōu)點：

1）它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出，并且開關(guān)頻率變化相對很?。?/p>

2）功率器件在整個工作范圍內(nèi)（甚至是空載），可以實現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS）；

3）所有寄生元件，包括所有半導(dǎo)體器件的結(jié)電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感，都可以作為諧振元件用于實現(xiàn)主電路的軟開關(guān)，同時減少了寄生元件的振蕩，降低電磁干擾。

一般來說，LLC諧振拓撲包括半橋逆變電路、諧振電路、整流濾波電路3部分，如圖1所示。

圖1 LLC諧振變換器Fig.1 LLC resonant converter

半橋逆變電路：通過50%占空比（原理分析時忽略死區(qū)時間）的驅(qū)動信號交替開關(guān)Q1和Q2，這樣就產(chǎn)生一方波電壓施加在Cr，Lr及Lm的串聯(lián)體即諧振電路輸入端。

諧振電路：包括1個電容器Cr，變壓器的漏磁電感Lr和激磁電感Lm。諧振網(wǎng)絡(luò)可以過濾掉高次諧波電流。因此，即使方波電壓施加在諧振網(wǎng)絡(luò)輸入端，基本上也只有正弦電流允許流經(jīng)諧振網(wǎng)絡(luò)。電流（Ip）滯后于施加在諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓（方波電壓的基波施加到半橋上），這就可以實現(xiàn)零電壓開啟 MOSFET。

整流濾波電路：通過整流二極管和電容器調(diào)整交流電，輸出直流電壓。整流電路可設(shè)計成1個帶有電容輸出濾波器的全波橋或中心抽頭結(jié)構(gòu)的全波整流。

LLC變換器有2個諧振頻率，由Cr，Lr構(gòu)成的諧振頻率f1，由Cr，Lr，Lm構(gòu)成的諧振頻率f2，f1＞f2。一般工作于3種模式：等于諧振頻率f1、低于諧振頻率f1（f2＜f＜f1）以及高于諧振頻率f1。下面介紹LLC變換器各個模式下的工作原理。

2.1 f＝f1

t＜t0時段，如圖2所示。下半橋臂Q2導(dǎo)通，整流二極管D4正向?qū)?，電容C1兩端的電壓等于輸入電壓Vdc。

圖2 t＜t0時，LLC變換器工作原理Fig.2 Working principle of LLC converter when t＜t0

t0＜t＜t1時段，如圖3所示。t0時刻，Q2開始關(guān)斷，Q1和Q2都處于關(guān)斷狀態(tài)（即為死區(qū)時期），整流二極管D3和D4都反向偏置。此時段在副邊，負載電流由輸出電容Co提供。在原邊，勵磁電流反向流動，對C1放電及對C2充電，C1兩端電壓下降，C2兩端電壓上升。勵磁電流必須設(shè)計足夠大，在t1時刻之前完成C1，C2的充放電才可以實現(xiàn)Q1的零電壓開通。

圖3 t0＜t＜t1時，LLC變換器工作原理Fig.3 Working principle of LLC converter when t0＜t＜t1

t1＜t＜t2時段，如圖4所示。上橋臂Q1開始導(dǎo)通，但是勵磁電流還處于反向流動，Q1的體內(nèi)二極管正向偏置。輸出整流二極管D3正向偏置。在t1時刻，C1兩端電壓近似為0，Q1在此刻導(dǎo)通實現(xiàn)零電壓開通。

圖4 t1＜t＜t2時，LLC變換器工作原理Fig.4 Working principle of LLC converter when t1＜t＜t2

t2＜t＜t3時段，如圖5所示。上橋臂Q1和整流二極管D3都處于導(dǎo)通狀態(tài)，實現(xiàn)功率由原邊傳遞給副邊。諧振電流由輸入電源提供，勵磁電流由通過變壓器變比折算到原邊的副邊電壓產(chǎn)生，勵磁電感被鉗位至此電壓，因此勵磁電流線性增加。在變壓器原邊流動的正弦波電流在副邊也產(chǎn)生了與變比相對應(yīng)的正弦波電流，在此開關(guān)周期的末端，流過D3的電流等于零，因此副邊二極管實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。

圖5 t2＜t＜t3時，LLC變換器工作原理Fig.5 Working principle of LLC converter when t2＜t＜t3

t3＜t＜t4時段，如圖6所示。諧振電流等于勵磁電流，C1充電，C2放電，C1兩端電壓上升，C2兩端電壓下降。在t4時刻之前完成C1，C2的充放電實現(xiàn)Q2的零電壓開通。

圖6 t3＜t＜t4時，LLC變換器工作原理Fig.6 Working principle of LLC converter when t3＜t＜t4

LLC變換器下半周期的工作狀態(tài)和上半周期類似。圖7為此種工作模式下的工作波形圖。

圖7 t0＜t＜t4時，工作波形Fig.7 Working waveforms when t0＜t＜t4

2.2 f2＜f＜f1

LLC變換器開關(guān)頻率低于諧振頻率f1的工作原理與等于諧振頻率的工作原理相似，在此只分析其不同點。當(dāng)開關(guān)頻率低于諧振頻率時，諧振回路的正弦基波電流的周期比開關(guān)頻率的周期短，如圖8、圖9所示。

圖8 tx＜t＜t4時，LLC變換器工作原理Fig.8 Working principle of LLC converter when tx＜t＜t4

圖9 tx＜t＜t4時，工作波形Fig.9 Working waveforms when tx＜t＜t4

在開關(guān)半周期結(jié)束前（tx－t4區(qū)間），諧振電流等于勵磁電流。tx時刻，在原邊流動的是勵磁電流。在此勵磁電流的作用下，C1充電，電壓上升，C2放電，其電壓下降，在死區(qū)結(jié)束之前完成C1，C2的充放電過程即可實現(xiàn)下橋臂Q2的零電壓開通。

2.3 f1＜f

如圖10所示。當(dāng)LLC處于開關(guān)頻率高于諧振頻率的工作狀態(tài)時，諧振電流的周期比開關(guān)頻率的周期長，在半個開關(guān)周期結(jié)束時（t3時刻），諧振電流比勵磁電流要大。在t4時刻，諧振電流迅速降低，在死區(qū)結(jié)束前等于勵磁電流。在t3＜t＜t4區(qū)間，有大于或等于勵磁電流的諧振電流在流動，C1充電，電壓上升，C2放電，電壓下降，在死區(qū)結(jié)束之前完成C1，C2的充放電過程即可實現(xiàn)下橋臂Q2的零電壓開通。

圖10 f1＜f時，工作變形Fig.10 Working waveforms when f1＜f

3 DSPIC數(shù)字控制器

Microchip公司的dsPIC SMPS DSC器件是專門用于幫助設(shè)計者實現(xiàn)數(shù)字開關(guān)系統(tǒng)而設(shè)計的。此類器件是基于成熟的dsPIC30F系列器件的16位處理器，由以下3個主模塊構(gòu)成：16位MCU、數(shù)字信號處理器內(nèi)核（DSP）、智能電源外設(shè)（IPP）。其中IPP主要由3個外設(shè)組成：高速PWM發(fā)生器、高速10位模數(shù)轉(zhuǎn)換器和高速模擬比較器。以上3種外設(shè)高度互連，它們互相協(xié)作就可產(chǎn)生和控制PWM輸出波形而無須CPU的直接干預(yù)。

高速PWM發(fā)生器。占空比分辨率高至1.04ns，通過配置，PWM可在10種不同的模式下運行：標準邊沿對齊PWM、互補PWM、推挽式PWM、多相PWM、移相PWM、固定關(guān)斷或?qū)〞r間PWM、電流復(fù)位PWM、電流限制PWM及獨立時基PWM?；緷M足現(xiàn)有開關(guān)電源拓撲結(jié)構(gòu)的設(shè)計。

高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器。10位分辨率，電壓3.3V時具有2個逐次逼近寄存器的器件，其ADC的轉(zhuǎn)換速度為4MSPS，可同時轉(zhuǎn)換一對模擬輸入。非常適合需要同時采集電壓和電流的開關(guān)電源系統(tǒng)。

高速模擬比較器。提供了一種對電源電壓和電流進行監(jiān)視的方法，每個比較器帶有專用的10位數(shù)模轉(zhuǎn)換器，用于將數(shù)字給定量轉(zhuǎn)換成模擬量，然后作為直接采集進比較器的模擬量（一般是電壓或電流）的給定值。模擬比較器提供了高速操作，典型延時為20ns。非常適合用于過流及過壓保護功能。

時鐘選擇。dsPIC SMPS DSC器件的系統(tǒng)時鐘最高可達40MHz（即單指令周期為25ns），PWM發(fā)生器和AD轉(zhuǎn)換器的時鐘可高達120 MHz。在器件對頻率要求高的場合可選用外部晶振，一般應(yīng)用場合可選用內(nèi)部快速振蕩器，降低成本。內(nèi)部快速振蕩器經(jīng)16倍頻后也可提供約40MHz的系統(tǒng)時鐘。

4 硬件設(shè)計

本文設(shè)計的數(shù)字LLC變換器如圖11所示，邏輯上可分為2部分：LLC變換器、輔助電源。輔助電源由單端反激變換器和Buck電路構(gòu)成。單端反激變換器從高壓輸入側(cè)取能，變換出隔離的12V直流電源用于給隔離驅(qū)動器及檢測電路供電，Buck電路從單端反激變換器取能并變換出3.3V直流電源用于給數(shù)字控制器供電。LLC變換器由主電路和控制電路構(gòu)成，數(shù)字控制器采集輸出電壓和輸入電流經(jīng)數(shù)字閉環(huán)處理后通過PWM1H和PWM1L來驅(qū)動逆變半橋，數(shù)字控制器通過UART串口還可以和上位機交換數(shù)據(jù)。數(shù)字控制器采用了DSPIC33FJ的GS系列。變換器開關(guān)頻率設(shè)計為200kHz，一方面可以縮小無源器件的體積，另一方面可以讓CPU執(zhí)行復(fù)雜的閉環(huán)運算及輔助功能。變換器的設(shè)計參數(shù)如下所述：輸入電壓范圍Vin為DC 350～450V；輸出功率Pout為200W；輸出電壓為12V；諧振頻率為200kHz；額定輸入電壓Vdcmon為DC 400V；最大工作頻率fmax為230kHz；死區(qū)時間TD為270 ns。下面簡要介紹其設(shè)計方法。

圖11 LLC諧振變換器系統(tǒng)框圖Fig.11 The constructure of the LLC resonant converter system

由于變換器的工作頻率比較高，一般采用具有高頻特性的功率MOSFETS，因為半橋逆變電路交替導(dǎo)通，不導(dǎo)通的MOSFET漏源極電壓被鉗位到輸入電壓，而輸入電壓范圍是DC 350～450V，為安全起見，須選用擊穿電壓為DC 600～700V的MOSFET。電源的輸出功率Pout為200 W，假設(shè)95%的效率，Pin＝Pout／0.95＝210W。又因為

因此根據(jù)下面公式計算可選擇電流為10A左右的MOSFETS即可

式中：Pin為輸入功率；Vin.min為最低輸入電壓，與Vdc.min相等；Ipk.max為原邊峰值電流最大值。

根據(jù)基波近似原理分析后按如下步驟可計算LLC變換器的關(guān)鍵參數(shù)。

1）根據(jù)額定輸入電壓Vdcnom和輸出電壓Vout計算變壓器理論變比：

2）根據(jù)輸入電壓上限Vdc.max及下限Vdc.min來計算最大和最小增益M：

式中：Mmax，Mmin分別為最大、最小增益。

3）計算最大歸一化工作頻率fnmax：

4）計算折算到變壓器原邊有效負載阻抗Rac：

5）變換器在零負載和最高輸入電壓下工作于最高頻率，因此計算電感變比λ得：

式中：λ為諧振電感Lr和勵磁電感Lm的比值。

6）計算在最低輸入電壓及滿載情況下變換器可實現(xiàn)ZVS的最大Q值：

式中：Q為品質(zhì)因數(shù)。

7）計算在最高輸入電壓及零載情況下變換器可實現(xiàn)ZVS的最大Q值：

式中：Czvs為半橋MOSFET的輸出結(jié)電容。

8）根據(jù)下面的公式選擇最大Q值，可滿足全范圍內(nèi)的ZVS：

9）變換器在最低輸入電壓和滿載情況下工作于最低頻率，可計算：

10）最后計算諧振回路特性阻抗及關(guān)鍵參數(shù)：

式中：Zo為諧振回路的特性阻抗。

最后計算變壓器實際變比nt：

根據(jù)上述公式計算得出本LLC變換器的關(guān)鍵參數(shù)如下：n＝16.67；Mmax＝1.143；Mmin＝0.889；fn.max＝1.15；Rac＝162.34R；λ＝0.512；Qzvs1＝1.0652；Qzvs2＝1.196；Qzvs＝1.0652；fmin＝168kHz；Zo＝172.92；Cr＝4.6nF；Lr＝138μH；Lm＝269.5μH；nt＝20.5；Czvs＝350pF。

5 軟件設(shè)計

LLC變換器的軟件設(shè)計方框圖如圖12所示，共有5個子程序：初始化、軟啟動、MAIN主函數(shù)循環(huán)、中斷及故障處理等子程序。

圖12 程序設(shè)計方框圖Fig.12 Block diagram of the program

初始化子程序：在此程序中，初始化所有的主系統(tǒng)操作和外設(shè)。因為LLC諧振變換器是調(diào)頻控制的，對頻率比較敏感，因此DSPIC控制器需要1個外置的晶振以獲得全溫度范圍內(nèi)穩(wěn)定度比較高的系統(tǒng)時鐘。通過采用7.37M的外部晶振和設(shè)置內(nèi)部主PLL及輔助PLL倍頻，為控制器提供40MHz的系統(tǒng)時鐘及為PWM發(fā)生器和AD轉(zhuǎn)換器時鐘提供約118MHz的時鐘。此電源使用了1個PWM通道，用于驅(qū)動半橋2個MOSFET，初始化PWM如下：初始化死區(qū)時間、約50%的占空比、PWM輸出模式為主時基互補模式、每4個PWM周期產(chǎn)生1次AD觸發(fā)中斷。使用了2個AD轉(zhuǎn)換器通道AN0和AN1，分別用于采集諧振電流和輸出電壓。

軟啟動子程序。軟啟動功能為了實現(xiàn)在電源剛啟動時可以控制電源的輸出電壓由0線性增加至額定值附近。因此電源剛啟動時，占空比固定設(shè)置成50%減去死區(qū)時間，頻率由約300kHz逐漸降低至額定值（400V時為200kHz）。

中斷子程序。主要是AD觸發(fā)中斷子程序（過流、過壓等保護功能也可用中斷程序完成），負責(zé)采集輸出電壓，執(zhí)行PI調(diào)節(jié)（將輸出電壓作為PI調(diào)節(jié)器的輸入）。PI調(diào)節(jié)的輸出是新的頻率值（也即主時基周期寄存器PTPER的值），用于更新LLC變換器的開關(guān)頻率。在軟啟動期間，PI調(diào)節(jié)器關(guān)閉，輸出電壓仍然由AD轉(zhuǎn)換器監(jiān)控。

故障管理。在主函數(shù)中連續(xù)地檢測過壓或過流等故障，一旦檢測到故障時轉(zhuǎn)到相應(yīng)的故障處理子程序。為了避免噪聲的干擾，主函數(shù)中采用了定時器，計時到一定值時，如果故障信號達到期望值才認為是真正的故障。

6 仿真結(jié)果

圖13為Matlab仿真原理圖。圖14為變壓器副邊輸出電壓及電流波形。圖15為仿真過程中的驅(qū)動波形。

圖13 Matlab仿真原理圖Fig.13 Emulation of the LLC in Matlab

圖14 變壓器副邊輸出電壓及電流Fig.14 Output of the transformer

圖15 MOS管驅(qū)動波形Fig.15 The driver diagram of the MOSFET

7 結(jié)論

本文詳述了一個采用DSPIC數(shù)字控制器制作LLC諧振變換器的設(shè)計方法。文中敘述的LLC變換器可以利用諧振元件分別實現(xiàn)逆變半橋功率管及副邊整流二極管的零電壓開通和零電流關(guān)斷，提高了變換器的效率（可做到96%）。因此，在無須加大散熱器的條件下，可通過提高變換器的開關(guān)頻率來減小無源器件的體積，從而提高整機的功率密度。同時由于主回路中的寄生參數(shù)都參與了諧振，降低了由寄生參數(shù)振動而產(chǎn)生的噪聲。

LLC變換器實現(xiàn)數(shù)字化控制以后，其維護及調(diào)試也變得很輕松，并且軟件的移植性高，只需通過軟件修改參數(shù)即可應(yīng)用于不同的電源結(jié)構(gòu)，縮短了電源產(chǎn)品的研發(fā)周期。

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