梅楊，常娜卿，李正熙

（北方工業(yè)大學(xué) 電力電子與電氣傳動(dòng)工程中心，北京 100144）

1 引言

在很多工業(yè)領(lǐng)域的應(yīng)用中，單臺(tái)電機(jī)已不能滿足實(shí)際工業(yè)的需求，一般需要多臺(tái)電機(jī)的協(xié)調(diào)控制，例如：造紙、紡織、石油開采，航空航天等［1］。很多學(xué)者基于傳統(tǒng)的交直交變頻器研究多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)，如圖1所示，這種多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)只需要一個(gè)整流級(jí)電路，就可以連接多個(gè)逆變級(jí)，從而減小系統(tǒng)的體積和重量，降低系統(tǒng)成本［2］。但是，由于傳統(tǒng)交直交變頻器直流母線上的電容器組體積龐大，使傳統(tǒng)多機(jī)傳動(dòng)變頻調(diào)速系統(tǒng)難以滿足一些集成度要求高、重量輕、體積小的應(yīng)用場(chǎng)合［3］。

圖1 傳統(tǒng)交直交變頻器多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)Fig.1 Conventional AC－DC－AC converter multi－drive system

間接矩陣變換器（IMC），又叫雙級(jí)矩陣變換器（TSMC），從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上來說具有彼此獨(dú)立的整流級(jí)和逆變級(jí)，可以采用不同的調(diào)制方法對(duì)各部分進(jìn)行調(diào)制，同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)雙向開關(guān)的零電流換流，故控制策略非常靈活，有利于感應(yīng)電機(jī)的調(diào)速［4］。另外，在多驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，IMC可以和交直交變換器一樣，直流側(cè)可連接多個(gè)逆變級(jí)，即多個(gè)逆變級(jí)共享一個(gè)整流級(jí)，從而減少了電力裝置設(shè)備，大大降低了系統(tǒng)成本?；陂g接矩陣變換器的多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)不僅具有傳統(tǒng)交直交變頻器多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)，而且沒有中間儲(chǔ)能電感或電容，使得電路結(jié)構(gòu)更加緊湊，集成度更高，這在對(duì)變頻器體積要求嚴(yán)格的工業(yè)應(yīng)用中具有很大的優(yōu)勢(shì)［5］。目前，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)基于間接矩陣變換器的多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)的研究也取得了一定成果。文獻(xiàn)［2］提出了基于IMC的多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，文獻(xiàn)［4］介紹了一種減少輸入電流諧波的控制策略，文獻(xiàn)［5］提出根據(jù)能量流動(dòng)方向的不同采用不同的調(diào)制策略的方法，目的也是減少輸入電流諧波。對(duì)多機(jī)系統(tǒng)的整流級(jí)電路換流復(fù)雜和輸出電壓電流諧波大的問題鮮有文獻(xiàn)進(jìn)行分析。

本文首先給出了基于間接矩陣變換器多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，然后討論了其調(diào)制策略，并分析了零矢量交錯(cuò)PWM分布方式的優(yōu)缺點(diǎn)，為解決整流級(jí)電路換流復(fù)雜和輸出電壓電流諧波大的問題提出了采用零矢量重疊PWM分布方式，最后通過Matlab仿真驗(yàn)證了理論的正確性，為多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)的進(jìn)一步研究和軟硬件設(shè)計(jì)提供了理論基礎(chǔ)。

2 控制策略

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

間接矩陣變換器在結(jié)構(gòu)上分為整流級(jí)電路和逆變級(jí)電路。整流級(jí)電路由6個(gè)雙向開關(guān)構(gòu)成三相橋式電路，是一個(gè)三相到兩相的矩陣變換器。逆變級(jí)電路和傳統(tǒng)的電壓型逆變器相同，由6個(gè)IGBT和反向恢復(fù)二極管構(gòu)成，為了簡(jiǎn)化逆變級(jí)電路及其控制策略，整流級(jí)電路PWM調(diào)制需要保證中間直流電壓為正。中間直流環(huán)節(jié)由一個(gè)二極管和小容量電解電容構(gòu)成鉗位電路；電感和電容構(gòu)成三相LC輸入濾波器，吸收輸入電流中由開關(guān)動(dòng)作引起的高頻諧波。整流級(jí)直流母線可以連接多個(gè)逆變級(jí)，拖動(dòng)多臺(tái)異步電機(jī)。間接矩陣變換器的一個(gè)整流級(jí)電路連接2個(gè)逆變級(jí)的電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 間接矩陣變換器多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)框圖Fig.2 IMC multi－drive system block diagram

2.2 調(diào)制策略

間接矩陣變換器的調(diào)制策略采用雙空間矢量調(diào)制技術(shù)［6］：整流級(jí)采用無零矢量的SVM調(diào)制，可獲得對(duì)稱正弦的輸入電流和可調(diào)的功率因數(shù)；將SVM應(yīng)用于逆變級(jí)，可獲得頻率和幅值可調(diào)的正弦輸出電壓。逆變級(jí)SVM與常規(guī)逆變器不同：在每個(gè)PWM周期內(nèi)整流級(jí)輸出不等的2級(jí)直流電壓，逆變級(jí)的空間矢量調(diào)制需要在2級(jí)電壓下分別進(jìn)行。一個(gè)PWM周期內(nèi)每級(jí)電壓下采用相同的2個(gè)有效空間矢量，同一個(gè)有效矢量在不同直流電壓下的占空比相同。如果將逆變級(jí)的零矢量分配在整流級(jí)換流的時(shí)刻，這時(shí)逆變級(jí)電路的三相輸入連接到直流母線的同一極上，直流環(huán)節(jié)電流為零，就可以實(shí)現(xiàn)整流級(jí)開關(guān)的零電流換流，其對(duì)應(yīng)的開關(guān)矢量順序如圖3所示。

圖3 IMC開關(guān)矢量作用順序Fig.3 Switching pattern for IMC

整流級(jí)電路各矢量的占空比計(jì)算公式如下：

逆變級(jí)電路各矢量的占空比計(jì)算公式如下：

式中：mv為逆變級(jí)的調(diào)制系數(shù)，mv＝m2·k，k為修正系數(shù)，k＝max（｜c(diǎn)osθa｜，｜c(diǎn)osθb｜，｜c(diǎn)osθc｜）用來抵消中間直流電壓的波動(dòng)，以保證輸出電壓幅值恒定，0≤m2≤1。

2.3 控制策略

間接矩陣變換器在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上具有彼此獨(dú)立的整流級(jí)和逆變級(jí)，因此可以和傳統(tǒng)的交直交變換器一樣，一個(gè)整流級(jí)電路可以連接多個(gè)逆變級(jí)。在控制策略上，間接矩陣變換器有直流環(huán)節(jié)，因此在對(duì)其進(jìn)行控制時(shí)，先分配整流級(jí)電路開關(guān)狀態(tài)矢量的作用時(shí)間，然后將2個(gè)逆變級(jí)的開關(guān)狀態(tài)矢量的作用時(shí)間配合整流級(jí)的控制。

為了減少輸入電流諧波，降低對(duì)電網(wǎng)的污染，文獻(xiàn)［4］提出把2個(gè)逆變級(jí)的零矢量相互錯(cuò)開的方法，如圖4所示，在這種PWM開關(guān)序列分配方式下，無論是在一個(gè)PWM周期內(nèi)，還是在PWM周期的開頭和結(jié)尾，2個(gè)逆變級(jí)不都是以零矢量為銜接的，因此整流級(jí)電路的雙向開關(guān)不能實(shí)現(xiàn)零電流換流。在一個(gè)PWM周期內(nèi)，每一段直流電壓作用下，逆變級(jí)電路采用的是最簡(jiǎn)單的不對(duì)稱3段式，理論上會(huì)使輸出電壓電流諧波增大。但是在這種PWM開關(guān)序列分配方式下，2個(gè)逆變級(jí)電路的電壓零矢量沒有重疊，中間直流電流的紋波較小，反映到輸入側(cè)使輸入電流諧波減小，減少對(duì)電網(wǎng)的污染。

圖4 零矢量交錯(cuò)PWM分布方式Fig.4 PWM switching sequence for zero－vector interleved

電壓零矢量交錯(cuò)PWM分布方式雖然減少了輸入電流諧波，但是整流級(jí)不能實(shí)現(xiàn)零電流換流，必須采用傳統(tǒng)矩陣變換器的多步換流策略。多步換流存在一些缺點(diǎn)：如換流時(shí)間長(zhǎng)，影響輸出電壓諧波；需要電壓電流的方向信息，降低了系統(tǒng)的可靠性；邏輯控制復(fù)雜等。矩陣變換器沒有實(shí)現(xiàn)工業(yè)應(yīng)用的原因之一就是因?yàn)閾Q流策略復(fù)雜。零矢量交錯(cuò)PWM分布方式的輸出電壓電流諧波大，影響電機(jī)的性能。為了實(shí)現(xiàn)整流級(jí)電路的零電流換流，減少開關(guān)損耗，同時(shí)較少輸出電壓電流的諧波含量，本文采用2個(gè)逆變級(jí)的零電壓矢量重疊PWM分布方式。如圖5所示。

圖5 零矢量重疊PWM分布方式Fig.5 PWM switching sequence for zero－vector overlapped

從圖5可以看出，在1個(gè)PWM周期中，整流級(jí)雙向開關(guān)在進(jìn)行換流時(shí)，逆變級(jí)電路處于零矢量的作用時(shí)間，這時(shí)逆變級(jí)電路輸出為短路狀態(tài)，中間直流環(huán)節(jié)處于零電流狀態(tài)，即此時(shí)關(guān)斷和開通雙向開關(guān)都沒有電流流過開關(guān)。而且在PWM周期的開頭和末尾，雙向開關(guān)換流時(shí)也是處于直流環(huán)節(jié)電流為零的狀態(tài)，無論前面1個(gè)PWM周期還是接著的PWM周期內(nèi)開通或關(guān)斷雙向開關(guān)，都沒有電流流過開關(guān)，因此就可以實(shí)現(xiàn)整流級(jí)電路雙向開關(guān)的零電流換流。并且在1個(gè)PWM周期的開始和末尾是以零矢量為銜接的，在逆變級(jí)扇區(qū)切換的時(shí)刻其上下橋臂不會(huì)發(fā)生開關(guān)換流動(dòng)作，這樣就降低了開關(guān)次數(shù)，由開關(guān)動(dòng)作引起的損耗就會(huì)降低。在1個(gè)PWM周期內(nèi)，逆變級(jí)調(diào)制被分為8段，相對(duì)于零矢量交錯(cuò)調(diào)制的6段，其輸出電壓電流諧波小。

逆變級(jí)電路在非零矢量作用時(shí)間內(nèi)，中間直流電流為相應(yīng)的兩個(gè)負(fù)載電流之和，例如當(dāng)其中一個(gè)逆變級(jí)的電壓作用矢量為（100），另一個(gè)逆變級(jí)的電壓作用矢量為（110）時(shí)，中間直流電流的大小等于負(fù)載電流IA1，－IC2之和。因此2個(gè)逆變級(jí)在零電壓矢量重疊PWM分布方式下，當(dāng)逆變級(jí)的電壓矢量由零變?yōu)橛行噶繒r(shí)，中間直流電流由零突變?yōu)?個(gè)負(fù)載電流的疊加，導(dǎo)致中間直流電流的紋波增大，使輸入電流諧波增大。雖然零矢量重疊PWM分布方式不可避免的會(huì)增大輸入電流諧波，但是它能夠?qū)崿F(xiàn)整流級(jí)的零電流換流，減少了逆變級(jí)電路的開關(guān)次數(shù)及開關(guān)損耗，并且能夠有效減少輸出電壓電流的諧波。在輸入電流諧波滿足要求的情況下，本系統(tǒng)采用這種零矢量重疊PWM分布方式。

設(shè)整流級(jí)工作在第1扇區(qū)，兩級(jí)直流電壓分別為uab，uac，逆變級(jí)1在第1扇區(qū)，2個(gè)有效矢量分別為（101），（100），逆變級(jí)2在第2扇區(qū)，2個(gè)有效矢量分別為（110），（100），1個(gè) PWM 周期的調(diào)制過程如表1所示。

表1 1個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)的調(diào)制過程Tab.1 PWM sequence in a switching circle

參照單機(jī)間接矩陣變換器的占空比，可得多機(jī)系統(tǒng)各時(shí)間段的占空比如下：

式中，i＝1，2。

3 仿真分析

在Matlab／Simulink環(huán)境下對(duì)間接矩陣變換器的多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入相電壓幅值Um＝400V；輸入濾波器參數(shù)為：L＝1mH，C＝20μF。為簡(jiǎn)化仿真模型，負(fù)載1，2均采用相同的三相異步電機(jī)模型，電機(jī)參數(shù)為：PN＝4kW，UN＝400V，fN＝50Hz；輸出額定轉(zhuǎn)速為n＝1430r／min，2臺(tái)電機(jī)的給定負(fù)載轉(zhuǎn)矩TL＝25N·m；系統(tǒng)調(diào)制頻率為5kHz，2個(gè)逆變級(jí)的調(diào)制比分別為mv1＝0.67，mv2＝0.67。

圖6為采用零矢量重疊PWM分布方式下其中1臺(tái)電機(jī)的輸出線電流、線電壓、轉(zhuǎn)速波形。在這種調(diào)制策略下，輸出電壓的總諧波畸變率可達(dá)0.64%，輸出電流的THD＝0.68%，電機(jī)轉(zhuǎn)速也能很快達(dá)到額定轉(zhuǎn)速。

在同樣的仿真條件下，采用零矢量交錯(cuò)PWM分布方式得到的輸入電流、輸出電壓電流的總諧波畸變率和零矢量重疊方式進(jìn)行對(duì)比如表2所示?？傻?，在零矢量重疊PWM分布方式下，輸出電壓電流諧波相對(duì)于另一種分布方式小，但是輸入電流諧波要比零矢量交錯(cuò)的情況下大。

圖6 輸出線電流、線電壓、轉(zhuǎn)速波形Fig.6 Waveforms of output voltage，current and speed

表2 兩種調(diào)制策略電壓電流THD比較Tab.2 THD compare of two control strategy

圖7是在零矢量重疊PWM分布方式下，中間直流電流波形；圖8是在零矢量交錯(cuò)PWM分布方式下，中間直流電流波形。從圖7，圖8中可以看出：在2臺(tái)異步電機(jī)都工作在電動(dòng)機(jī)狀態(tài)時(shí)，同一時(shí)刻，在中間直流電壓相同的情況下，零矢量重疊PWM分布方式的中間直流電流idc＿ripp紋波比零矢量交錯(cuò)PWM分布方式的大。從而驗(yàn)證了理論的正確性。

圖7 零矢量重疊PWM分布序列下的中間直流電流Fig.7 DC current of zero－vector overlapping PWM switching sequence

圖8 零矢量交錯(cuò)PWM分布序列下的中間直流電流Fig.8 DC current of zero－vector interleving PWM switching sequence

4 結(jié)論

本文研究了一種新穎的基于IMC的多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略。本系統(tǒng)不僅具有傳統(tǒng)交直交變頻器多機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)，而且沒有中間儲(chǔ)能電感或電容，使得電路結(jié)構(gòu)更加緊湊，減少了變換器的體積和重量，延長(zhǎng)了系統(tǒng)的使用壽命。仿真結(jié)果表明，在2臺(tái)異步電機(jī)都工作在電動(dòng)機(jī)狀態(tài)時(shí)，選用零矢量重疊PWM開關(guān)分布方式，能夠有效地減少輸出電壓電流的諧波，實(shí)現(xiàn)整流側(cè)的零電流換流，減少逆變級(jí)的開關(guān)次數(shù)及開關(guān)損耗，提高變換器的效率，并能改善控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

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