潘文誠

（浙江科技學院 自動化與電氣工程學院，杭州310023）

單相全橋式SPWM逆變電路的拓撲及輸出波形如圖1所示，由含開關管S1H、S1L及續(xù)流二極管D1H、D1L的橋臂1和含開關管S2H、S2L及續(xù)流二極管D2H、D2L的橋臂2組成，也稱H橋。續(xù)流二極管一般為開關管MOSFET或IGBT內帶的體二極管。H橋單極性驅動時，全橋4個開關管的開關頻率分成高頻載波頻率和低頻調制波頻率兩種。在每個斬波（載波開關）周期內，橋路的輸出電壓Uab在正和零（或零和負）間跳變，正、負兩種電平不會同時出現(xiàn)在一個斬波周期內。在工程實踐中［1－4］，單極性逆變橋路具有多種驅動方式，筆者按照斬波作業(yè)在橋臂中所處的位置及其互補與否，將它們歸納成單臂斬波驅動和雙臂斬波驅動兩大類，以及帶同臂互補與不帶同臂互補等多種驅動方式。理論分析與樣機實驗發(fā)現(xiàn)，不同的驅動方式造成了逆變橋臂單端輸出波形、雙端輸出諧波上的差異，通過研究這些差異，對在工程上正確合理地選擇單極性SPWM逆變橋路的驅動方式無疑是有益的。

圖1 單相全橋型SPWM逆變電路及輸出波形Fig．1 Monophasic full bridge SPWM inverter circuit and output waveform

1 單臂斬波驅動

1．1 單臂斬波驅動的工作過程

單臂斬波驅動方式是在整個調制波周期內，只有一個橋臂的開關管參與斬波作業(yè)，其時序如圖2（a）所示。橋臂1的上開關管S1H和下開關管S1L以調制波半周期交換的形式工作在高頻載波頻率，橋臂2的下開關管S2L和上開關管S2H以調制波半周期互補的形式工作在低頻調制頻率。結合圖1（b）可以看到，開關管S1H和S2L調制出SPWM波的正半周，開關管S1L和S2H調制出SPWM波的負半周。

如果在調制波的正半周，對橋臂1的下開關管S1L以載波頻率作上開關管S1H的同臂互補作業(yè)；在調制波的負半周，對橋臂1的上開關管S1H以載波頻率作下開關管S1L的同臂互補作業(yè)，可得到如圖2（b）所示時序的帶同臂互補的單臂斬波驅動方式。

圖2 單臂斬波驅動及帶同臂互補的單臂斬波驅動Fig．2 Single－arm chopped driving mode and identical driving mode utilizing complementary same－arm

1．2 單臂斬波驅動時的橋臂輸出

圖3是橋路在單臂斬波驅動方式（帶同臂互補與不帶同臂互補）下，圖1中a、b點輸出Ua、Ub經LC濾波后的樣機實驗結果。

在圖2時序驅動下，橋臂1中點a對地的時域響應Ua如圖3上部波形1所示。這是單臂斬波的反映，調制波正半周時，橋臂2下管S2L單脈波常開，橋臂1上管S1H多脈波斬波，Ua在負載之上隨著上管S1H對直流電源DCV的斬波呈正弦正半波變化；調制波負半周時電流換向，橋臂2上管S2H單脈波常開，橋臂1下管S1L多脈波斬波，Ua在負載之下隨著下管S1L的斬波呈正弦負半波變化，將正弦負半波抬高了一個幅值。

圖3下部的波形2是橋臂2中點b對地的時域響應Ub，調制波正半周時橋臂2上管S2H常斷、下管S2L單脈波常開，Ub為地電壓；調制波負半周時橋臂2上管S2H單脈波常開、下管S2L常斷，Ub為直流電源DCV電壓。Ub呈調制波頻率的方波波形。

圖3 單臂載波驅動時a、b點的響應Fig．3 Response of midpoint a and b in single－arm chopped driving mode

2 雙臂斬波驅動

2．1 雙臂斬波驅動的工作過程

雙臂斬波驅動方式是在整個調制波周期內，兩個橋臂均有開關管參與高頻斬波作業(yè)，其時序如圖4（a）所示。橋臂1的上開關管S1H和橋臂2的上開關管S2H以調制波半周期交換的形式工作在高頻載波頻率，橋臂2的下開關管S2L和橋臂1的下開關管S1L以調制波半周期互補的形式工作在低頻調制頻率。同樣，開關管S1H和S2L調制出SPWM波的正半周，開關管S2H和S1L調制出SPWM波的負半周。

如果在調制波的正半周，對橋臂1的下開關管S1L以載波頻率作上開關管S1H的同臂互補作業(yè)，在調制波的負半周，對橋臂2的下開關管S2L以載波頻率作上開關管S2H的同臂互補作業(yè)，可得到如圖4（b）所示時序的帶同臂互補的雙臂斬波驅動方式。

圖4 雙臂斬波驅動及帶同臂互補的雙臂斬波驅動Fig．4 Double－arm chopped driving mode identical driving mode utilzing complementary same－arm

2．2 雙臂斬波驅動時的橋臂輸出

圖5是橋路在雙臂斬波驅動方式（帶同臂互補與不帶同臂互補）下，圖1中a、b點輸出Ua、Ub經LC濾波后的樣機實驗結果。

在圖4時序驅動下，橋臂1中點a對地的時域響應Ua如圖5上部波形1所示。這是雙臂斬波的反映，調制波正半周時，橋臂2下管S2L單脈波常開，橋臂1上管S1H多脈波斬波，Ua在負載之上隨著上管S1H對直流電源DCV的斬波呈正弦正半波變化；調制波負半周時電流換向，橋臂2上管S2H多脈波斬波，橋臂1下管S1L單脈波常開，Ua在負載之下橋臂1下管S1L之上呈地電壓。

圖5下部的波形2是橋臂2中點b對地的時域響應Ub，調制波正半周時由于橋臂2下管S2L單脈波常開，Ub為地電壓；調制波負半周橋臂2上管S2H多脈波斬波，橋臂1下管S1L單脈波常開，Ub在負載之上隨著橋臂2上管S2H對直流電源DCV的斬波呈正弦正半波變化。所以雙臂載波驅動時，a點和b點對地的時域響應呈互差半周期的正弦半波波形。

圖5 雙臂載波驅動時a、b點的響應Fig．5 Response of midpoint a and b in double－arm chopped driving mode

3 頻率特性的仿真分析

用仿真軟件 MATLAB／SIMULINK對上述單臂斬波和雙臂斬波的4種驅動方式進行仿真和諧波分析。主要仿真參數(shù)為：橋路輸入電壓300 V（DC），載波頻率fc＝3 000Hz，調制波頻率fs＝50Hz，調制深度為1，開關元件為MOSFET場效應管，輸出負載為1Ω電阻串聯(lián)2mH電感。圖6是仿真結果，給出了4種驅動方式時橋路輸出Uab的頻率響應圖。

圖6 單極性SPWM逆變橋在不同驅動模式下的輸出頻率響應Fig．6 Output frequency response of unipolar SPWM inverter bridge in different driving modes

SPWM（正弦脈寬調制）是應用沖量等效原理，使多脈波的矩形脈沖電壓寬度按正弦規(guī)律變化。由傅里葉分析［5］可知，全橋式SPWM逆變電路采用單極性載波驅動時，輸出電壓中除基波外僅含有與開關頻率的倍數(shù)相對應的某些高次諧波，而消除了許多低次諧波，開關頻率越高（調制周期內脈波數(shù)越多），越能消除更多的低次諧波，使輸出電壓Uab更近似于連續(xù)的正弦波。單極性SPWM調制時，輸出電壓波形中的最低次諧波的次數(shù)為（N－3），N為調制比，等于高頻載波頻率與低頻調制波頻率之比。仿真結果驗證了以上論述，從圖6可見，4種驅動方式的頻譜分布基本一致，除基波分量外還包含一些諧波分量，諧波分量主要包括頻率為kNfs＝kfc（k＝1，2，3，…）的中心諧波，以及頻率為kfc±μfs（μ＝1，2，3…）的邊頻諧波。

圖6各子圖還給出了各種驅動方式下表征逆變橋路實際波形同其基波分量的差異程度的總諧波系數(shù)THD。V1為基波有效值，Vn為諧波有效值。由圖6可見，無論單臂還是雙臂斬波驅動方式，THD在帶同臂互補時（51．76%）總明顯優(yōu)于不帶同臂互補時（55．12%）。這是因為在斬波周期里斬波開關管斷開時，互補使得同臂互補管的柵源電壓VGS不為零，利用場效應管的反向導通作用，相當于打開了同臂互補管使其與體二極管并聯(lián)續(xù)流，在一定程度上減小了二極管的導通損耗［6－8］，使得諧波狀態(tài)有所改變。

大多數(shù)的驅動場合都是應用功率MOSFET正向導通特性，但這并不是說MOSFET不能工作于反向導通狀態(tài)［9］。在N溝道MOSFET的柵極未施加電壓，漏極和源極之間施加反向電壓時，集成體二極管處于正偏導通，續(xù)流電流主要由MOSFET的漂移區(qū)與溝道區(qū)之間的PN結承擔，其特性與一般分立二極管的特性完全一致。但當柵極加上正偏壓，且VF／RDS＞ISD時（VF是體二極管的前向壓降，高壓器件VF為1．6V左右，低于100V的低壓器件VF為1．0V左右），反向導通壓降VSD將隨著柵源電壓VGS的升高而逐步降低［10］。就是說，互補管續(xù)流在小電流的情況下，MOSFET的反向導通的損耗會比體二極管?。辉诖箅娏髑闆r下，逐步趨近于體二極管的導通特性。帶同臂互補驅動方式的仿真結果也驗證了這一點。

4 結 語

本研究就單極性全橋式SPWM逆變橋路，分析了其單臂和雙臂斬波及帶同臂互補和不帶同臂互補的4種驅動方式的工作過程，用樣機實驗的方法得到了各種驅動方式時橋臂中點的輸出波形，并通過仿真獲得了它們的頻率特性。

單臂斬波驅動時橋臂對地的輸出Ua呈現(xiàn)為正半波不變負半波抬高一個幅值的變異正弦波形，Ub為調制波頻率的方波波形；雙臂斬波驅動時，橋臂響應Ua和Ub呈互差調制波半個周期的正弦半波波形。據(jù)此，工程中可按照實際系統(tǒng)閉環(huán)時對輸出信號（幅值、相位）的反饋要求，選擇合適的斬波驅動方式。另外，雙臂斬波驅動是兩個橋臂上的開關管輪換工作在高頻斬波狀態(tài)，開關管較單臂時有均衡的使用壽命，有利于提高系統(tǒng)的平均無故障工作時間MTTF和開關管的同一選型。

就總的諧波系數(shù)THD而言，帶同臂互補的驅動方式要優(yōu)于不帶同臂互補的驅動方式，這是因為互補管反向導通時的同步續(xù)流作用。同臂互補驅動時，上下開關管易發(fā)生“直通”現(xiàn)象，須更加重視硬件電路的布局和緩沖吸收電路的設計，并在軟件中精心設置死區(qū)時間。

隨著電子技術的飛速發(fā)展，很多微處理器、微控制器都帶有功能很強的電機電源控制脈寬調制模塊，其PWM輸出引腳可成對互補或獨立工作，并具有互補模式的硬件死區(qū)時間發(fā)生器。這些都給設計SPWM逆變橋的各種驅動方式提供了極大的方便。

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