李帥，李槐樹，李文艷，黃克峰

（海軍工程大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖北 武漢 430033）

1 引言

在電機(jī)控制等工程應(yīng)用領(lǐng)域，經(jīng)常要用到大范圍高低壓可調(diào)整流系統(tǒng)［1－3］。目前，此類系統(tǒng)主要有2種實(shí)現(xiàn)方式：

1）在整流器與交流電網(wǎng)之間接入調(diào)壓變壓器，該方式主要有體積大、重量大、無法得到大范圍連續(xù)平滑可調(diào)的直流輸出電壓，動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能差等缺點(diǎn)［4］；

2）用整流電路與升－降壓電路相級(jí)聯(lián)，最常用的是不控整流電路與升－降壓變換電路相級(jí)聯(lián)，該方式具有控制簡(jiǎn)單、成本低、易于工程實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，但存在能量傳遞效率低、結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜、體積較大、輸入輸出電流諧波嚴(yán)重、不能實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)等不足［4－8］。

因而現(xiàn)有的大范圍高低壓可調(diào)整流系統(tǒng)的應(yīng)用場(chǎng)合受到很大限制，尤其是在需要大范圍連續(xù)平滑可調(diào)直流輸出電壓的應(yīng)用領(lǐng)域，顯得美中不足。

PWM整流器因其交流輸入側(cè)電流波形趨于正弦化、功率因數(shù)高、能量回饋等優(yōu)點(diǎn)［9－10］而得到了相對(duì)全面的研究，取得了飛速的發(fā)展；然而，一般的電壓型PWM整流器為Boost型變換器，正常工作時(shí)，其直流輸出電壓遠(yuǎn)高于交流電源電壓峰值［9］。如何將PWM整流器的優(yōu)點(diǎn)應(yīng)用到大范圍高低壓可調(diào)整流系統(tǒng)中，并使其在盡量克服現(xiàn)有大范圍高低壓可調(diào)整流系統(tǒng)不足的同時(shí)直接輸出遠(yuǎn)低于交流側(cè)電源電壓峰值的直流電壓，其研究意義相當(dāng)重大。

2 升－降壓PWM整流器工作原理

Ching－Tsai Pan等學(xué)者巧妙地將三相電壓型PWM整流電路與C′uk電路整合，得到一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［6－7］，其開關(guān)等效電路圖如圖1所示。圖1中，S1，S2，…，S6為動(dòng)作開關(guān)，R1為 L1的等效串聯(lián)電阻；圖2為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)各開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)示意圖。

圖1 升－降壓PWM整流器開關(guān)等效電路Fig.1 Equivalent switch circuit of the stepup／down PWM AC／DC converter

圖2 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)示意圖Fig.2 The schematic diagram of switch drive signals

電路在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)工作過程如下：

1）每個(gè)開關(guān)周期中的d0T時(shí)段內(nèi)，3個(gè)橋臂都處于臨時(shí)直通狀態(tài)，電容C1的電壓經(jīng)開關(guān)管對(duì)負(fù)載R，C0，L2放電；

2）在開關(guān)周期的其余（1－d0）T期間，二極管正向?qū)?，橋臂上?個(gè)開關(guān)管按升壓型PWM整流電路的工作模式經(jīng)二極管給C1充電；與此同時(shí)，也經(jīng)二極管續(xù)流而向負(fù)載供電；通過控制電容C1的充放電時(shí)間可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的控制。

3 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

3.1 零矢量拓展概念

在Ching－Tsai Pan提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中每個(gè)開關(guān)管可以進(jìn)行單獨(dú)控制，因而從理論上講6個(gè)開關(guān)管有64種組合，但由于其中36種會(huì)導(dǎo)致線電流斷路，因而可用的有28種組合。這樣零矢量就被從傳統(tǒng)的2個(gè)拓展到了現(xiàn)在的21個(gè)［6－7］。若作如下定義：

其中，Wi代表Si或Di，i＝1，2，3，4，5，6；Si或 Di導(dǎo)通，Wi記為1，否則記為0；用vmn表示相應(yīng)狀態(tài)的電壓空間矢量，則所有零矢量如表1所示。

表1 拓展零矢量列表Tab.1 The extended zero－vectors

從理論上講，在控制中可以根據(jù)需要加入合適的零矢量，以減少開關(guān)次數(shù)，降低開關(guān)損耗。

3.2 數(shù)學(xué)模型推導(dǎo)

由該升－降壓PWM整流器的工作原理可知，在其正常工作時(shí)需要有一段直通時(shí)間d0T；事實(shí)上，表1中B，C，D類零矢量中的任何一個(gè)都可以使用，從減小開關(guān)頻率以及控制策略易實(shí)現(xiàn)性等角度考慮，本文選取零矢量v77以取代傳統(tǒng)SVPWM控制中的零矢量v07和v70，從而將改進(jìn)的SVPWM控制很好的應(yīng)用到升－降壓PWM整流器中，以實(shí)現(xiàn)輸出直流電壓的大范圍連續(xù)平滑可調(diào)。其各扇區(qū)開關(guān)狀態(tài)分布如表2所示。

表2 各扇區(qū)開關(guān)狀態(tài)分布Tab.2 The switch status of each sector

由于開關(guān)管開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于交流電源頻率，因而在改進(jìn)SVPWM控制策略下，由狀態(tài)空間平均法得到以下方程式：

式中：di（i＝1，2，3）為開關(guān)Si的占空比；d0為直通時(shí)間占空比，d0＝2min｛di｝。

假設(shè)交流電源電壓、電流如下：

式中：Em，Im分別為輸入相電壓、輸入相電流幅值；φ為功率因數(shù)角。

把式（3）代入式（2），在SVPWM 控制中，零矢量v07和零矢量v70作用時(shí)間相等，則式（2）可寫為以下矩陣形式：

式中：m為調(diào)制深度；k＝1，2，3，4，5。

從該整流器的工作原理中我們可以看出，D0可以等效為C′uk變換器中的占空比，且在穩(wěn)定狀態(tài)下有：

若附加損耗忽略不計(jì)，則由功率守恒可得：

將式（7）、式（11）代入式（8）～式（10），并考慮到單位功率因數(shù)可得輸入輸出變壓比為

單位功率因數(shù)下調(diào)壓比曲面圖如圖3所示。

圖3 單位功率因數(shù)下調(diào)壓比曲面圖Fig.3 Output to input voltage transfer ratio at unity power factor

3.3 控制方法設(shè)計(jì)

由電壓型PWM整流器交流側(cè)電壓相量關(guān)系可知，適當(dāng)控制整流器輸入電壓的大小以及其與電源電壓之間的夾角θ，就可以控制交流側(cè)電流的大小和相位，從而控制整流器傳輸能量大小，最終達(dá)到控制直流側(cè)輸出電壓、功率因數(shù)，實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)的目的［9－11］。

本文所提出的控制方法分別設(shè)計(jì)了相位控制環(huán)和電壓控制環(huán)，其雙閉環(huán)控制框圖如圖4所示。在相位控制環(huán)中，將檢測(cè)到的交流側(cè)電源電壓與電流相位差經(jīng)相位控制模塊輸出作為相位角θ的給定；電壓控制環(huán)中，由式（12）計(jì)算出m的給定，并經(jīng)調(diào)制深度控制模塊對(duì)給定m值進(jìn)行修正，與θ共同作為SVPWM模塊的輸入變量，通過對(duì)相位控制角θ和調(diào)制深度m的控制實(shí)現(xiàn)直流側(cè)輸出電壓大范圍連續(xù)平滑可調(diào)、單位功率因數(shù)、交流輸入側(cè)電流波形趨于正弦化以及能量雙向流動(dòng)等設(shè)計(jì)目的。

圖4 系統(tǒng)雙閉環(huán)控制框圖Fig.4 System block diagram under double closed－loop control

3.4 PI控制器設(shè)計(jì)

考慮到三相升降壓PWM整流器在啟動(dòng)、停止或負(fù)載大幅度突變時(shí)，系統(tǒng)的輸出偏差短時(shí)間內(nèi)會(huì)很大，這將可能造成計(jì)算所得控制量超出執(zhí)行機(jī)構(gòu)的承受范圍，從而導(dǎo)致系統(tǒng)超調(diào)過大，甚至?xí)鹣到y(tǒng)震蕩，對(duì)系統(tǒng)造成極大的破壞。因而本文設(shè)計(jì)的PI控制器采用變參數(shù)PI控制和比例－積分分離算法，在減小超調(diào)量的同時(shí)又保持了積分作用，具有較好的控制性能［12］。具體實(shí)現(xiàn)如下：

1）根據(jù)實(shí)際控制需求，設(shè)定一個(gè)閾值ε；

2）當(dāng)｜Δvo（k）｜＞ε，即輸出電壓誤差較大時(shí)，采用比例控制，比例系數(shù)為KP1，從而可以加快系統(tǒng)響應(yīng)速度，避免出現(xiàn)較大超調(diào)，其控制輸出為

3）當(dāng)｜Δvo（k）｜＜ε，即輸出電壓誤差較小時(shí)，采用PI控制，比例系數(shù)為KP2，積分系數(shù)為KI，且KP2＜KP1。在此條件下，設(shè)定一個(gè)閾值Δymax＞0，當(dāng)｜Δymax｜≤Δymax時(shí)，PI控制輸出為

當(dāng)｜Δymax｜＞Δymax時(shí)，PI控制輸出為

其中，當(dāng)vo＜時(shí)，A＝1；當(dāng)vo＞，A＝－1。

4 仿真實(shí)驗(yàn)

根據(jù)上述控制方案，用Matlab7.11編寫了整流器的離散化模型仿真程序，仿真實(shí)驗(yàn)波形如圖5～圖10所示。圖9 直流輸出30V時(shí)的穩(wěn)態(tài)電壓波形

圖5 驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形Fig.5 The waveforms of drive signals

圖6 直流輸出電壓變化時(shí)的輸出波形Fig.6 The waveform of output voltage when it′s changed

圖7 直流輸出100V時(shí)交流側(cè)電流波形Fig.7 The waveforms of three－phase input currents when output voltage is 100V

圖8 直流輸出100V時(shí)交流側(cè)單相電壓電流波形Fig.8 The waveforms of single－phase input voltage and current when output voltage is 100V

Fig.9 The waveform of output voltage when output voltage is 30V

圖10 輸出電壓120V時(shí)相電流FFT圖Fig.10 The FFT of single－phase input current when output voltage is 120V

仿真參數(shù)為：交流側(cè)電動(dòng)勢(shì)為頻率50Hz相電壓50V的三相對(duì)稱電壓源，交流側(cè)電感L1＝2 mH，直流側(cè)電容C1＝220μF，C0＝470μF，電感L2＝2mH，電阻R＝10Ω，主功率開關(guān)器件開關(guān)頻率為2kHz。

從仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，系統(tǒng)有效降低了開關(guān)損耗，實(shí)現(xiàn)了良好的調(diào)壓性能，輸出直流電壓大范圍連續(xù)平滑可調(diào)，尤其是可以直接輸出遠(yuǎn)低于交流側(cè)電源電壓峰值的直流電壓，升壓調(diào)節(jié)時(shí)間小于0.05s，超調(diào)量低于1%，降壓調(diào)節(jié)時(shí)間低于0.1s，超調(diào)量低于4%；在單位功率因數(shù)運(yùn)行時(shí)，交流測(cè)電流正弦化、低諧波，THD只有1.90%，直流電壓紋波系數(shù)小于0.3%，動(dòng)態(tài)、穩(wěn)態(tài)性能良好。

5 結(jié)論

在分析升降壓PWM整流器工作原理及零矢量拓展理念的基礎(chǔ)上，對(duì)傳統(tǒng)SVPWM控制方法進(jìn)行了相應(yīng)改進(jìn)，建立了相應(yīng)的數(shù)學(xué)模型，對(duì)系統(tǒng)各主要輸入輸出量之間的數(shù)學(xué)關(guān)系進(jìn)行了具體推導(dǎo)，確定了具體的控制方法。從所設(shè)計(jì)的控制方法和仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，該控制策略易于理解，容易實(shí)現(xiàn)，且控制效果較好，不僅調(diào)壓范圍廣，動(dòng)態(tài)、穩(wěn)態(tài)性能良好，在有效消除交流輸入側(cè)電流諧波影響的同時(shí)，具有較高的功率因數(shù)，且有效地降低了開關(guān)頻率，具有良好的工程應(yīng)用前景。

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修改稿日期：2012－01－19