徐賀騰，牛王強(qiáng)，孟祥成，劉志敏

（1.上海海事大學(xué) 科學(xué)研究院，上海201306；2.空軍95935部隊(duì)，黑龍江 雙城150111）

非接觸電能傳輸技術(shù)是將耦合器的原、副邊繞組分別繞在不同的鐵芯上，實(shí)現(xiàn)了在電源和負(fù)載之間非機(jī)械連接的電磁能量傳遞。但是此技術(shù)的缺點(diǎn)之一在于對位移和頻率的穩(wěn)定性差，一旦出現(xiàn)失諧狀態(tài)，效率會急劇下降。

目前國內(nèi)外對這方面的研究不多，文獻(xiàn)［1－2］對耦合諧振電路進(jìn)行了分析，證明了諧振狀態(tài)對提高系統(tǒng)傳輸功率和傳輸效率所起的重要作用。文獻(xiàn)［2］對系統(tǒng)的諧振頻率進(jìn)行跟蹤，在試驗(yàn)中采用了模擬鎖相技術(shù)。解決了模擬電路中器件的老化和溫漂等問題，提高了鎖相的精度和速度。因此本文討論利用DSP軟件鎖相技術(shù)來實(shí)現(xiàn)在失諧的情況下的耦合線圈的諧振頻率跟蹤。

本文首先介紹了諧振狀態(tài)對CPT系統(tǒng)傳輸功率的影響，然后介紹了利用DSP實(shí)現(xiàn)CPT系統(tǒng)諧振頻率跟蹤的軟件鎖相原理，給出了具體實(shí)現(xiàn)思路和部分軟件流程圖，最后通過實(shí)驗(yàn)證明此方法的可行性。

1 諧振原理分析

非接觸電能傳輸系統(tǒng)利用電磁感應(yīng)原理實(shí)現(xiàn)能量傳遞。圖1所示為原邊和副邊都采用串聯(lián)補(bǔ)償型的耦合電路模型。

圖1中R0表示原邊回路中電源內(nèi)阻與附加電阻之和，R1，R2分別為原邊和副邊回路中電感、電容內(nèi)阻之和，RW為負(fù)載。電路中L1＝L2，C1＝C2以保證兩線圈同時發(fā)生諧振。令Rs＝R0＋R1，Rd＝R2＋RW。設(shè)傳輸系統(tǒng)的角頻率為ω，兩線圈自阻抗分別為

圖1 串聯(lián)補(bǔ)償型諧振耦合電路Fig.1 Series－compensated resonant coupling circuits

可列KVL方程：

則原邊和副邊回路中電流為

原邊回路中輸入阻抗為

令：

由式（4）可以看出，使電路中無功功率最小，則令I(lǐng)m（Z）＝0，即L1，C1和L2，C2均處于諧振狀態(tài)，此時有Δφ＝0。

2 CPT諧振頻率跟蹤系統(tǒng)

CPT系統(tǒng)主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，CPT諧振頻率跟蹤系統(tǒng)主要由電源部分，LC諧振耦合器和頻率跟蹤3部分組成。

電源部分，DSP產(chǎn)生的PWM波通過二階濾波轉(zhuǎn)化為正弦波輸入到功率放大器，然后輸出一定功率的正弦信號給LC諧振器。通過DSP產(chǎn)生的PWM波來控制功率放大器的信號輸出頻率，頻率調(diào)節(jié)簡單靈活。

圖2 CPT系統(tǒng)主要電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 The main circuit topology of a CPT system

LC諧振耦合部分，主要根據(jù)電磁感應(yīng)原理將電源產(chǎn)生的高頻能量從原邊線圈耦合到副邊線圈最終給負(fù)載供電。本文中采用原邊和副邊線圈的電感、電容對稱情況，以保證兩線圈同時發(fā)生諧振。

頻率跟蹤部分，由前面分析可知諧振耦合器中兩線圈處于自諧振狀態(tài)，能保證回路中的無功功率最小，有助于電能的傳遞。為保證LC諧振耦合器始終處于諧振狀態(tài)，可以通過控制DSP輸出PWM波的頻率改變電源輸出信號頻率，以保證原邊回路中電壓與電流同相位，實(shí)現(xiàn)諧振頻率的跟蹤。

主要過程如下：通過DSP的捕獲單元對原邊回路中電壓、電流進(jìn)行捕獲，計算出電壓、電流相位差，再利用軟件進(jìn)行鎖相，調(diào)整PWM波的輸出頻率，進(jìn)而改變電源輸出頻率，使原邊回路中的電壓、電流同相，最終實(shí)現(xiàn)耦合線圈諧振頻率的實(shí)時跟蹤。

3 基于DSP軟件鎖相的實(shí)現(xiàn)

失諧狀態(tài)下，原邊回路中的電流相對電壓有超前和滯后2種情況，但頻率是相同的，所以二者只存在相位差。本文采用TI公司的TMS320F2812型DSP芯片實(shí)現(xiàn)軟件鎖相環(huán)的設(shè)計。主要利用芯片中事件管理器EVA的捕獲單元捕獲電壓、電流信號并進(jìn)行軟件鎖相，利用定時器單元輸出調(diào)整頻率的PWM波。捕獲單元CAPl和CAP2設(shè)置為上升沿觸發(fā)模式，設(shè)置通用定時器1為二者的時基。本文的CPT系統(tǒng)的自然諧振頻率設(shè)為20kHz，定時器1選用DSP的75MHz時鐘，并進(jìn)行8分頻，使得1個計數(shù)周期為0.010 7μs。利用定時器2進(jìn)行PWM波的輸出。

3.1 軟件鎖相原理

通過改變PWM的頻率來改變原邊回路中電壓、電流的相位差：若原邊回路中電流超前電壓，回路中負(fù)載呈容性，電源輸出頻率低于諧振頻率，DSP應(yīng)加大輸出PWM的頻率；若電流滯后電壓，回路中負(fù)載呈感性，電源輸出頻率高于諧振頻率，應(yīng)減小輸出PWM的頻率。通過不斷調(diào)整PWM驅(qū)動頻率可以實(shí)現(xiàn)原邊回路中電壓、電流同相，即實(shí)現(xiàn)諧振頻率的跟蹤。具體算法如圖3所示。

圖3 鎖相算法示意圖Fig.3 Schematic diagrams of phase－locked algorithms

圖3a表示回路中諧振狀態(tài)的信號，圖3b表示DSP輸出PWM波的信號，圖3c表示DSP檢測到電壓、電流相位差信號。輸出PWM的周期與電路諧振周期同為T1時，電壓、電流相位差為零。當(dāng)回路中的諧振周期由T1變?yōu)門2時，DSP會檢測到相位差為T2－T1。于是在下個周期中DSP調(diào)整周期寄存器TPR的值，改變PWM輸出頻率。如果調(diào)整在一個周期內(nèi)完成，會導(dǎo)致電源輸出波形發(fā)生劇烈震蕩。所以選擇多個周期調(diào)節(jié)，例如選擇N個周期調(diào)節(jié)，每個周期的調(diào)整量為（T2－T1）／（N－1）。如圖2所示取N 為5的情況，在第1個周期中檢測到相位差為T2－T1，需要到第2個周期進(jìn)行調(diào)節(jié)，使圖3b的周期調(diào)整為T1＋（T2－T1）／4，此時相位差變?yōu)?（T2－T1）／4，依此下去到第4個周期相位差變?yōu)椋═2－T1）／4，到第5個周期時相位差為零，實(shí)現(xiàn)圖3b的輸出頻率同圖3a的諧振頻率相同［3］。

3.2 電壓、電流相位差捕獲原理

如圖4所示，電壓和電流信號經(jīng)過過零檢測電路變成方波信號分別接入DSP的2個捕獲單元CAP1，CAP2。CAP1在電壓信號的每個上升沿到來時，會將通用定時器1的計數(shù)值寫到存貯器FIFO堆棧中，然后在中斷程序中把計數(shù)器的值重新歸零，為下一周期計數(shù)做準(zhǔn)備。為了使第1個脈沖到來時就可以捕獲到，可先將FIFO值設(shè)為1。這樣捕獲到的計數(shù)器的值N1，通過T＝N1×0.010 7μs可換算為電壓頻率的周期。另外CAP2捕獲到電流過零時，去讀取定時器1的計數(shù)值N2，可以通過 Δφ＝（N2／T）×2π得到原邊回路中電壓和電流的相位差。如果這個值小于半個周期的計數(shù)值，則電流相位滯后電壓。反之，則電流相位超前電壓。

圖4 相位差捕獲原理Fig.4 The phase difference capture theory

DSP在進(jìn)行頻率跟蹤時，電壓、電流相位差隨PWM波頻率改變而變化，所以捕獲到的相位差通過以上算法進(jìn)行PI動態(tài)調(diào)節(jié)后可實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤。

3.3 過零檢測電路

由于DSP芯片工作電壓不超過3.3V，所以檢測到的電壓、電流正弦波信號需要通過過零檢測電路轉(zhuǎn)換為方波信號供捕獲單元捕獲。具體電路如圖5所示。

圖5 過零檢測及分壓電路Fig.5 The zero－crossing detection and voltage divider circuits

該電路首先把正弦波信號轉(zhuǎn)換為同頻同相的方波信號，然后進(jìn)行電阻分壓保證輸出電壓在3.3V以下，以便進(jìn)行捕獲。轉(zhuǎn)換電路的輸入輸出波形如圖6所示。

圖6 轉(zhuǎn)換電路輸入輸出波形Fig.6 Input and output waveforms of conversion circuits

3.4 軟件設(shè)計

系統(tǒng)以TMS320F2812為控制核心，實(shí)現(xiàn)對LC諧振頻率的跟蹤。圖7所示為DSP捕獲中斷實(shí)現(xiàn)軟件鎖相的流程圖。

CAP捕獲信號、定時器計數(shù)以及輸出調(diào)整頻率的PWM波功能都是由DSP的事件管理模塊EV實(shí)現(xiàn)的。

圖7 CAP捕獲及軟件鎖相流程圖Fig.7 Flowcharts of the CAP capture and the software lock－in

4 實(shí)驗(yàn)研究

本文設(shè)計制作了一個頻率為20kHz的諧振耦合系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的主要參數(shù)見表1。

表1 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)主要參數(shù)Tab.1 Main parameters of the experimental system

根據(jù)表1中數(shù)據(jù)及式（4）可計算線圈諧振頻率，令I(lǐng)m（Z）＝0，得出諧振頻率為19.7kHz。實(shí)驗(yàn)對諧振頻率進(jìn)行跟蹤，鎖相范圍設(shè)定為16～22 kHz。如圖8、圖9所示。

圖8 電源輸出分別為17kHz時的開鎖和閉鎖波形圖Fig.8 Waveforms of lock and lockout at 17kHz power output

圖8a中U1為電壓信號，U2為電壓表示的電流信號，此時電流超前電壓。圖8b測得鎖相后的頻率為19.8kHz。圖9a電流滯后電壓。圖9b測得頻率為20.6kHz。

圖9 電源輸出分別為21.9kHz時的開鎖和閉鎖波形圖Fig.9 Waveforms of lock and lockout at 21.9kHz power output

5 結(jié)論

采用DSP軟鎖相技術(shù)實(shí)現(xiàn)CPT中原邊回路的電壓和電流鎖相。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，利用DSP數(shù)字鎖相技術(shù)鎖相精度高、穩(wěn)定、快速且簡單易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，能很好地實(shí)現(xiàn)對CPT系統(tǒng)諧振頻率的實(shí)時跟蹤，減少了無功損耗，保證系統(tǒng)電能的高效率傳輸。對非接觸電能傳輸技術(shù)的實(shí)際應(yīng)用具有重要的意義。

［1］傅文珍，張波，丘東元，等.自諧振線圈耦合式電能無線傳輸?shù)淖畲笮史治雠c設(shè)計［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報，2009，29（18）：21－26.

［2］趙彪，陳希有，于慶廣.用于非接觸電能傳輸?shù)淖赃m應(yīng)諧振技術(shù)原理［J］.電工電能新技術(shù)，2010，29（2）：33－37.

［3］蔣峰.全數(shù)字控制高頻感應(yīng)加熱電源的研究［D］.無錫：江南大學(xué)，2008.

［4］Alanson P Sample，David T Meyer，Joshua R Smith.Analysis，Experimental Results，and Range Adaptation of Magnetically Coupled Resonators for Wireless Power Transfer［J］.IEEE Transactions on，2011，58（2）：544－554.

［5］安小丹，梁暉.基于TMS320LF2407A的軟件鎖相環(huán)的設(shè)計與實(shí)現(xiàn)［J］.電氣傳動，2009，39（1）：44－47.

［6］劉和平，鄧力，江渝，等.數(shù)字信號處理器原理、結(jié)構(gòu)及應(yīng)用基礎(chǔ)——TMS320F28x［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2007.