陳 仲 羅穎鵬 陳 淼 朱銀玉

（南京航空航天大學(xué)航空電源重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

1 引言

直流側(cè)大電容濾波的三相整流器廣泛應(yīng)用于中大功率電力電子裝置的電網(wǎng)輸入側(cè)接口，由于二極管的非線性使得輸入電流嚴(yán)重畸變，致使大量諧波電流注入電網(wǎng)，且功率因數(shù)較低[1]。

從整流器本身出發(fā)，使其不產(chǎn)生諧波或者降低諧波，即為主動(dòng)治理。主要包括以下幾種措施：①高頻 PWM整流技術(shù)?？捎行Ц纳戚斎腚娏鳎涑杀靖?，開(kāi)關(guān)損耗大，效率不高，特別是在中、大功率場(chǎng)合，高頻PWM整流的缺陷就更加明顯[2]。②多脈沖整流技術(shù)?？捎行Ы档驮O(shè)備成本，且不會(huì)產(chǎn)生EMI，但設(shè)備體積仍略顯笨重，并且要取得理想的諧波抑制效果，通常脈沖數(shù)量也需相應(yīng)增加[3-4]。③三次諧波注入法。也是一種行之有效的減小電流諧波的方法，利用不控整流電路內(nèi)部具有的三次諧波脈動(dòng)產(chǎn)生三次諧波電流，將其注入到三相輸入側(cè)，抑制輸入電流畸變，但該方法并未獲得廣泛的應(yīng)用[5-7]。近年來(lái)，一些新型的整流器拓?fù)湟蚕嗬^提出，如近正弦輸入三相整流器（Rectifier With Near-Sinusoidal Input Currents, RNSIC），其由輸入電感、三相整流橋以及與整流二極管連接的電容組成，電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，工作可靠性高，可有效改善網(wǎng)側(cè)電流波形，提高功率因數(shù)[8-9]，具備應(yīng)用潛力。盡管已有的文獻(xiàn)對(duì)典型RNSIC拓?fù)溆幸欢ǖ姆治龊驮O(shè)計(jì)，但是目前對(duì)該類(lèi)型整流器的研究，特別是對(duì)一些共性問(wèn)題，如：拓?fù)湫纬梢?guī)律、電路工作特點(diǎn)、參數(shù)設(shè)計(jì)方法和電路特性等方面的研究尚不夠深入、系統(tǒng)和完善。本文試圖從這一角度出發(fā)，做進(jìn)一步的探究。

2 基于無(wú)源輔助網(wǎng)絡(luò)的低諧波輸入三相整流器拓?fù)?/h2>

2.1 低諧波輸入三相整流器拓?fù)湫纬?/h3>

在前人研究的基礎(chǔ)上，作者通過(guò)總結(jié)認(rèn)為：通過(guò)在直流側(cè)采用電容濾波的三相不控整流橋輸入側(cè)增加一個(gè)無(wú)源輔助網(wǎng)絡(luò)，可以有效地減小輸入電流諧波含量，提高裝置的功率因數(shù)；根據(jù)輔助網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的不同，進(jìn)而可以推出八種基于感容輔助網(wǎng)絡(luò)的低諧波輸入三相整流器拓?fù)洌ㄒ?jiàn)圖1）。

圖1 基于感容輔助網(wǎng)絡(luò)的低諧波輸入三相整流器拓?fù)銯ig.1 A family of low harmonic input three-phase rectifier with inductors and capacitors auxiliary circuits

2.2 各拓?fù)溟g的比較

拓?fù)?的輔助網(wǎng)絡(luò)為串聯(lián)型無(wú)源濾波器[10-11]，由電感和電容構(gòu)成一組并聯(lián)諧振支路，其諧振頻率為某次諧波頻率，因此一般情況下需設(shè)置多個(gè)諧振單元。而拓?fù)?中的輔助網(wǎng)絡(luò)則構(gòu)成了一組串聯(lián)諧振支路，其諧振頻率為基波頻率，對(duì)基波呈現(xiàn)出低阻抗，對(duì)諧波呈現(xiàn)出高阻抗，進(jìn)而改善輸入電流，但其諧波抑制效果取決于輔助網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)且隨負(fù)載變化較大[12]。拓?fù)?中的輔助電容C直接并聯(lián)于三相輸入電源之間，在實(shí)用中對(duì)該電容容值的選取較難把握。拓?fù)?和8則是在拓?fù)?的基礎(chǔ)上將輔助網(wǎng)絡(luò)的端子引入到直流側(cè)，增強(qiáng)了諧波抑制效果。

對(duì)于拓?fù)?3、5、7，已有研究顯示：盡管缺乏實(shí)用設(shè)計(jì)方法，但通過(guò)定性設(shè)計(jì)后可以取得較明顯的校正效果[8-9]，近年來(lái)引起人們的更多關(guān)注。本文選取這三種拓?fù)錇榈湫痛磉M(jìn)行研究和比較；并搭建相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果，以揭示基于無(wú)源輔助網(wǎng)絡(luò)的低諧波輸入三相整流器的一般規(guī)律。為便于分析，本文將拓?fù)?3、5、7分別命名為RNSIC-2，RNSIC-3，RNISC-1。

3 工作模式的對(duì)比分析

在三種整流器中，Lu,Lv,Lw為交流電感，感值為L(zhǎng)。對(duì) RNSIC-1，換流電容為C1～C6；對(duì) RNSIC-2和RNSIC-3，換流電容為C1～C3，且容值皆為C。

定義 u相電流正向過(guò)零點(diǎn)為零時(shí)刻（t=0），電容C1放電完成時(shí)刻為t1。根據(jù)t1的不同將 RNSIC整流器的工作狀態(tài)分成大負(fù)載電流、中負(fù)載電流和小負(fù)載電流三種工作模式。三種整流器中，電容充、放電均始于二極管電流過(guò)零點(diǎn)處，C1的放電起始時(shí)刻，放電完成時(shí)刻以及放電時(shí)間見(jiàn)表1。

表1 C1的放電起始時(shí)刻，放電完成時(shí)刻以及放電時(shí)間Tab.1 Start time, end time and duration of current discharging C1

3.1 大負(fù)載電流模式

該模式下t1的對(duì)應(yīng)區(qū)間均為：0＜ωt1＜π/3，圖2給出了該模式下RNSIC的關(guān)鍵波形。如圖2a所示，三種整流器具有相同的二極管導(dǎo)通圖，存在 2個(gè)或者3個(gè)二極管導(dǎo)通的工作階段且每個(gè)二極管導(dǎo)通時(shí)間為π/ω-t1，因此它們具有相同的等效電路。此時(shí)，流經(jīng)二極管的電流為輸入電流。

圖2 大負(fù)載電流模式下三種RNSIC的關(guān)鍵波形Fig.2 Key waveforms of RNSIC in large current mode

RNSIC-1和 RNSIC-2的直流側(cè)電流io波形相同，為不等寬的十二脈波（見(jiàn)圖2b）；RNSIC-3中io為不等寬的六脈波（見(jiàn)圖2c）。三種整流器的直流側(cè)電流io平均值表達(dá)式相同

式中，Im為輸入電流幅值。

3.2 中負(fù)載電流模式

圖3給出了該模式下RNSIC的關(guān)鍵波形。三種整流器直流側(cè)電流io波形各不相同，在 RNSIC-1中為不等寬的十二脈波；在RNSIC-3中則出現(xiàn)電流斷續(xù)。對(duì)于RNSIC-2而言，io為等寬的六脈波，其平均值表達(dá)式則變?yōu)?/p>

圖3 中負(fù)載電流模式下三種RNSIC的關(guān)鍵波形Fig.3 Key waveforms of RNSIC in medium current mode

3.3 小負(fù)載電流模式

圖4給出了該模式下RNSIC的關(guān)鍵波形。三種整流器的io都出現(xiàn)斷續(xù)，RNSIC-1和 RNSIC-3中io平均值的表達(dá)式仍為式（1），RNSIC-2中io平均值則變?yōu)?/p>

圖4 小負(fù)載電流模式下三種RNSIC的關(guān)鍵波形Fig.4 Key waveforms of RNSIC in small current mode

通過(guò)上述分析，可以看出：這三種RNSIC整流器工作模式區(qū)分的根本原因在于不同負(fù)載下二極管（或輔助電容）導(dǎo)通情況不同，而不同輔助網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)則又造成了直流側(cè)電流波形差異。

4 輔助網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化設(shè)計(jì)

4.1 輔助網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的選擇

針對(duì)不同的應(yīng)用場(chǎng)合（即不同的輸入、輸出電壓，輸出功率等），選取何種RNSIC整流器，即選取何種輔助網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)是首要解決的問(wèn)題。

圖 5給出了不同輸出電壓時(shí)，RNSIC的ωt1隨輸入電壓Um變化的曲線。由于整流器的工作模式取決于其電容充電結(jié)束時(shí)刻t1，因此圖5實(shí)質(zhì)上給出了RNSIC工作模式的判斷依據(jù)。通過(guò)對(duì)比，發(fā)現(xiàn)如下特征：①RNSIC的工作模式僅由輸入、輸出電壓決定，而與輸出功率無(wú)關(guān)；②在低輸入電壓高輸出電壓的場(chǎng)合，適合將整流器設(shè)計(jì)在小負(fù)載電流模式，而在高輸入電壓且輸出電壓相對(duì)不高的場(chǎng)合，適合將整流器設(shè)計(jì)在大負(fù)載電流模式；③RNSIC-2中負(fù)載電流工作模式的區(qū)間寬度稍窄。

圖5 近正弦輸入電流整流器ωt1的變化曲線Fig.5 Variations of angle ωt1 as a function of Um and Uo

4.2 基于時(shí)域加權(quán)平均的輔助網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)

本文提出采用時(shí)域平均法對(duì)該族整流器的輔助網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)，即通過(guò)對(duì)不同時(shí)間段內(nèi)得到的參數(shù)值在時(shí)域上進(jìn)行加權(quán)平均來(lái)得到最終的參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)值。

通過(guò)研究發(fā)現(xiàn)：除去RNSIC-2在中負(fù)載電流模式下僅含一個(gè)工作階段（即二極管導(dǎo)通個(gè)數(shù)維持兩個(gè)不變）這一特殊情況外，當(dāng)整流器工作于其他任意一種工作模式時(shí)，每 1/6周期內(nèi)均存在二極管導(dǎo)通個(gè)數(shù)不同的兩個(gè)工作階段。例如，小負(fù)載工作模式時(shí)，RNSIC-1（RNSIC-3）存在1個(gè)或者沒(méi)有二極管導(dǎo)通的兩個(gè)階段，RNSIC-2則存在2個(gè)或者沒(méi)有二極管導(dǎo)通的兩個(gè)階段（見(jiàn)圖4）。此外，該族整流器的工作狀態(tài)每 1/6工頻周期循環(huán)一次，因此，其輔助網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)設(shè)計(jì)，可按下面的步驟進(jìn)行：

（1）根據(jù)整流器電氣指標(biāo)，選擇最適合的輔助網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，同時(shí)確定RNSIC整流器的工作模式。

（2）根據(jù)整流器的工作模式，選擇任一 1/6周期，在其中的兩個(gè)工作階段分別計(jì)算各自的輔助網(wǎng)絡(luò)參數(shù)值。

（3）將這兩個(gè)工作階段得出的參數(shù)設(shè)計(jì)值在1/6個(gè)周期內(nèi)進(jìn)行加權(quán)平均，得到最終的參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)值。

例如：按照上述方法，推導(dǎo)出RNSIC-2在小電流模式下的參數(shù)優(yōu)化值：

優(yōu)化電感值

優(yōu)化電容值

式中

5 特性分析

5.1 參數(shù)優(yōu)化值對(duì)整流器特性的影響

本節(jié)討論輸入電壓、輸出電壓、輸出功率變化時(shí)，RNSIC整流器輔助網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)和特性之間的一些關(guān)系。

圖6a和圖6b分別給出了輸出電壓為500V，不同輸出功率下，輔助網(wǎng)絡(luò)電感和電容優(yōu)化值隨輸入電壓Um變化的曲線。從圖6a中可以看出：①該族整流器輔助網(wǎng)絡(luò)電容優(yōu)化值具有相似的變化趨勢(shì)，即電容值隨著輸入電壓的增加而單調(diào)減小，而隨著輸出功率的增加逐漸增大；②三種拓?fù)渲?，RNSIC-2的電容優(yōu)化值最小，RNSIC-3最高且近似為RNSIC-1的兩倍。

圖6 近正弦輸入電流整流器電感電容優(yōu)化值曲線Fig. 6 Variations of L and C as a function of Um

從圖 6b中可以看出不同輔助網(wǎng)絡(luò)的電感具有相近優(yōu)化值，且具有相似的變化趨勢(shì)：① 隨著輸入電壓的增加，電感優(yōu)化值先逐漸增大，但進(jìn)入大負(fù)載電流模式后又逐漸減??；② 隨著輸出功率的增大，電感優(yōu)化值逐漸減小。負(fù)載變化時(shí)，通過(guò)調(diào)節(jié)輔助網(wǎng)絡(luò)無(wú)源器件值及整流器電壓，也可以得到好的輸入電流及較高的功率因數(shù)。有兩種情況：

（1）輸入、輸出電壓恒定。當(dāng)輸出功率變化時(shí)，必須適當(dāng)調(diào)整輔助電感值。如6b圖中當(dāng)整流器輸入電壓為 200V，而輸出功率由 300W 增加到 1000W時(shí)，電感值需由點(diǎn)A變?yōu)辄c(diǎn)B。顯然，這在實(shí)際應(yīng)用中是不容易實(shí)現(xiàn)的。

（2）輸出電壓、電感值恒定。通過(guò)適當(dāng)調(diào)節(jié)輸入電壓（以及電容值）可使得整流器在不同輸出功率下都能獲得較高功率因數(shù)。如圖6b中當(dāng)輸出電壓保持為500V，功率由300W增加到1000W時(shí)，輸入電壓需由點(diǎn)a（或d）變?yōu)辄c(diǎn)b（或c）。同樣，當(dāng)輸入電壓恒定時(shí)亦類(lèi)似。

5.2 整流器外特性

5.2.1整流器輸出特性

直流側(cè)電流io的紋波大小對(duì)于直流側(cè)濾波電容的選取十分重要，式（7）和式（8）給出了直流側(cè)電流方均根紋波因數(shù)的表達(dá)式。

圖7 RNSIC整流器的輸出特性Fig.7 Output characteristics of RNSIC converters

利用MATHCAD軟件繪制了RNSIC整流器直流側(cè)紋波電流以及輸出電壓的歸一化曲線，如圖7所示。由圖 7a可知，其直流側(cè)電流紋波因數(shù)具有如下特征：① 由大負(fù)載電流模式向小負(fù)載電流模式過(guò)渡時(shí)，紋波逐漸增大；② RNSIC-1的直流側(cè)紋波電流相對(duì)最小，而在大、中負(fù)載模式下，RNSIC-3的紋波最大。由圖 7b可知，RNSIC的輸出電壓隨負(fù)載電阻增大而上升。

5.2.2整流器輸入特性

圖8給出了RNSIC輸入電流THD以及輸入功率因數(shù)隨負(fù)載電阻變化的曲線，其特征為：① 輸入電流 THD隨負(fù)載變化不大，都在 2%以下。② 負(fù)載變化時(shí)，輸入電流和輸入電壓之間的位移逐漸增加，功率因數(shù)隨負(fù)載變化有較大幅度的降低。

圖8 RNSIC整流器的輸入特性Fig.8 Input characteristics of RNSIC converters

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證以上分析的正確性，在實(shí)驗(yàn)室完成了七臺(tái)RNSIC三相整流器樣機(jī)，參數(shù)見(jiàn)表2。其中樣機(jī)1～5采用RNSIC-1拓?fù)?，樣機(jī)6、7則分別采用RNSIC-2和 RNSIC-3拓?fù)?。樣機(jī) 1、4、5、6、7都工作在大負(fù)載電流模式，ωt1設(shè)計(jì)值為0.31π；樣機(jī)2、3分別工作在中、小負(fù)載電流模式，ωt1設(shè)計(jì)值分別為0.50π和0.73π。

表2 RNSIC整流器樣機(jī)參數(shù)Tab.2 Specification of RNSIC prototypes

圖 9a～圖 9g分別給出了七臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的輸入電壓、電流波形，從圖中可見(jiàn)輸入電流正弦度很好，且和相電壓之間的相位差很小。圖9h為利用頻譜分析儀Fluck43B給出的樣機(jī)1的輸入電流頻譜：THD值為4.656%。此外，其他六臺(tái)樣機(jī)的輸入電流THD也都低于6%，而且所有樣機(jī)輸入側(cè)PF均大于0.99。

圖9 RNSIC整流器輸入電壓、電流波形Fig.9 Experimental waveforms of RNSIC converters

對(duì)比樣機(jī)1和4可以發(fā)現(xiàn)，輸入、輸出電壓不變，而輸出功率由7.18kW減小至4.79kW時(shí)，通過(guò)將交流側(cè)電感感值由27.7mH增大至41.5mH，電容容值由 22.46μF減小至 14.92μF即可獲得較好的效果（見(jiàn)圖9d）。而對(duì)比樣機(jī)1和5可以發(fā)現(xiàn)，輸入電壓、交流側(cè)電感不變，而輸出功率由 7.18kW 增大至 7.95kW 時(shí)，通過(guò)將電容容值由 22.46μF增大至27.7μF，且輸出電壓由500V增大至515V，同樣可獲得較好的效果（見(jiàn)圖 9e）。實(shí)際應(yīng)用中，只要輸出電壓在允許范圍內(nèi)，則可通過(guò)增加電容的調(diào)節(jié)級(jí)數(shù)以使得整流器在較大負(fù)載變化范圍內(nèi)都能獲得較好的輸入電流波形和高功率因數(shù)。這和前面的特性分析相一致。

圖 10a～圖 10c分別給出了樣機(jī) 1、2、3的電容電壓波形，從中可以看出：對(duì)于RNSIC-1而言，電容充放電起始于電流過(guò)零點(diǎn)，ωt1即為電容充放電時(shí)間。測(cè)得三臺(tái)樣機(jī)的ωt1分別約為 3π/10、π/2、7π/10，其工作于大、中、小負(fù)載電流模式，與設(shè)計(jì)值吻合。

圖10 RNSIC整流器電容電壓波形Fig.10 Experimental waveforms uCu of RNSIC converters

由表2可知，樣機(jī)1、6、7具有相同的電氣指標(biāo)，分別用三種RNSIC整流器拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)。對(duì)比發(fā)現(xiàn)，三臺(tái)樣機(jī)電感值相同，樣機(jī)1和6的電容值相同，樣機(jī) 7的電容值則是其兩倍。圖 11a～圖 11c分別給出了樣機(jī)1、6、7的直流側(cè)電流波形，由圖可知：當(dāng)工作在大負(fù)載電流模式下，且整流器電氣指標(biāo)相同時(shí)，RNSIC-1與 RNSIC-2的直流側(cè)電流波形相同，為12脈波；而RNSIC-3的直流側(cè)電流為6脈波且紋波較大，這與前述中的分析相吻合。

圖11 RNSIC整流器直流側(cè)電流波形Fig.11 Experimental waveforms io of RNSIC converters

7 結(jié)論

本文從拓?fù)湫纬梢?guī)律出發(fā)，推出了一族基于感容輔助網(wǎng)絡(luò)的低諧波輸入三相整流器。通過(guò)對(duì)三種優(yōu)選整流器拓?fù)溥M(jìn)行了詳細(xì)的研究和對(duì)比，分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：基于無(wú)源輔助網(wǎng)絡(luò)的三相整流器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，能夠有效抑制輸入電流諧波、提高功率因數(shù)；本文采用的原理分析和參數(shù)設(shè)計(jì)方法是有效可行的，揭示了該族整流器的一般特性，對(duì)于其他類(lèi)型無(wú)源三相整流器的分析及應(yīng)用具有一定的參考價(jià)值。此外，對(duì)于該族整流器在一些特定情況下，諸如電網(wǎng)電壓非理想、不同性質(zhì)負(fù)載等方面的適應(yīng)能力還有待于作進(jìn)一步深入地研究。

[1] 王兆安，楊君，劉進(jìn)軍．諧波抑制與無(wú)功功率補(bǔ)償[M]．北京：機(jī)械工業(yè)出版社，1998．

[2] Mao H, Lee F C, Boroyevich D, et al. Review of highperformance three-phase power-factor correction circuits[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics,1997, 44(4): 437-446.

[3] Singh B, Bhuvaneswari G, Garg V. T-connected autotransformer-based 24-pulse AC-DC converter for variable frequency induction motor drives[J]. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2006, 21(3):663-672.

[4] Seixas F J M de, Barbi I. A 12kW three-phase low THD rectifier with high frequency isolation and regulated dc output[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(2): 371-377.

[5] Pejovi? P, Bo?ovi? P, Shmilovitz D. Low-harmonic,three-phase rectifier that applies current injection and a passive resistance emulator[J]. IEEE Power Electronics Letters, 2005, 3(3): 96-100.

[6] Pejovic P, Janda Z. An analysis of three-phase low harmonic rectifiers applying the third-harmonic current injection[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1999, 14(7): 391-407.

[7] 鄧甫華, 謝少軍. 基于諧波注入法的高功率因數(shù)三相整流器[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2008, 28(18):30-35.

Deng Fuhua, Xie Shaojun. Three-phase high power factor rectifier applying harmonic current injection[J].Proceedings of the CSEE, 2008, 28(18): 30-35.

[8] Alexa D, S?rbu A, Dobrea D. Topologies of threephase rectifiers with near sinusoidal input currents[J].IEE Proc. Electrical Power Application, 2004, 151(6):673-678.

[9] Alexa D, S?rbu A, Laz?r A. Three-phase rectifiers with near sinusoidal input current and capacitors connected on the ac side[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 53(5): 1612-1620.

[10] Prasad A R, Ziogas P D, Manias S. A novel passive waveshaping method for single-phase diode rectifiers[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1990, 37(6): 521-530.

[11] Lai Jih Sheng, Don Hurst, Tom Key. Switch-mode power supply power factor improvement via harmonic elimination methods[C]. APEC’91, 1991:415-422.

[12] Vorperian V, Raymond B Ridley. A simple scheme for unity power-factor rectification for high frequency AC buses[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,1990, 5(1): 77-87.