王煥新，史儀凱，崔文峰

(西北工業(yè)大學(xué)，陜西西安710072)

0 引 言

1986年德國Herber Weh教授提出了一種橫向磁場永磁電機(Transverse Flux Permanent－Magnet Motor，以下簡稱TFPM)結(jié)構(gòu)思想，TFPM經(jīng)歷了各種改進，至今已經(jīng)出現(xiàn)了大功率三相輪轂式外轉(zhuǎn)子TFPM、兩相聚磁式 TFPM［1］等幾種類型，但依然存在漏磁大、結(jié)構(gòu)復(fù)雜、加工工藝要求高的問題。本課題組提出一種小型四相平板式TFPM［2］，如圖1所示，與傳統(tǒng)電機相比，具有以下特點:電路結(jié)構(gòu)和磁路結(jié)構(gòu)無耦合，結(jié)構(gòu)模塊化，四相之間完全獨立控制，低速性能好，單相控制簡單，易于實現(xiàn)。

圖1 四相平板式TFPM樣機

目前，四相平板式TFPM的研究主要集中在電動機的結(jié)構(gòu)和磁場分析方面［3］，對電動機控制系統(tǒng)的研究僅停留在可以運轉(zhuǎn)的基礎(chǔ)上，很少涉及電動機運轉(zhuǎn)的平穩(wěn)性、轉(zhuǎn)矩脈動以及轉(zhuǎn)換效率。

本文通過對四相平板式TFPM空載反電勢的分析，在綜合四相平板式TFPM電機模型的基礎(chǔ)上，采用正弦波(SPWM)［4］驅(qū)動方式，單獨設(shè)計四相平板式TFPM驅(qū)動系統(tǒng)，完成整個系統(tǒng)的實驗研究。

1 SPWM方法的建立及實現(xiàn)

用一臺800 W直流電機作為原動機，帶動樣機轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)至額定轉(zhuǎn)速120 r/min，實際測出四相平板式TFPM的空載反電動勢，如圖2所示。從圖中可以看出，TFPM空載反電勢近似于正弦波。因此，電壓采用正弦波驅(qū)動將比PWM能更好地適應(yīng)該四相平板式TFPM的驅(qū)動，同時電流波動、轉(zhuǎn)矩脈動［5］都將減小，有利于電機轉(zhuǎn)換效率的提高，降低繞組的諧波損耗。

圖2 四相平板式TFPM空載反電勢

綜合上述原因，本文采用正弦波脈寬調(diào)制SPWM對四相外轉(zhuǎn)子平板式TFPM進行控制，并設(shè)計相應(yīng)的驅(qū)動電路，并通過以DSP為控制器的數(shù)字控制策略，保證快速的控制系統(tǒng)實時響應(yīng)，充足的接口，進而發(fā)揮電機的最優(yōu)性能。

SPWM是一種調(diào)制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的脈寬調(diào)制法，在PWM的基礎(chǔ)上，按照一定的占空比變化，得到的一組幅值相等而寬度不等矩形波。其特點是通用性強、控制調(diào)節(jié)性能好。實驗利用載波為半波三角波的三階SPWM逆變器，即以半波三角波為載波的規(guī)則采樣法作為SPWM波形的開關(guān)點算法，以正弦波為被調(diào)制波，它包括+E、0和－E三個電平，因此稱作三階，其頻率與載波相同。衡量SPWM的參數(shù)有調(diào)制度 M［6］、載波比 N、載波頻率fc，其生成原理如圖3所示。

圖3 SPWM生成原理

經(jīng)過對圖3的分析，則載波頻率為:

式中:tc為載波周期。在圖3中，由正弦波和載波三角波圍成的陰影部分的面積:

式中:ωr為需要調(diào)制的正弦波角頻率;tq為采樣周期。為了輸出正弦SPWM波，必須將圖3的陰影面積轉(zhuǎn)換為面積相同、幅值相等矩形脈沖波，因而需要對式(2)進行離散化處理，并對PWM的幅值進行標準化。令幅值為1，得到求占空比q的表達式:

式中:q為占空比;ts為正弦波周期;I為當前第I個PWM脈沖波;N為一個正弦波周期共需要N個PWM 脈沖，I∈［0，N］。

在程序中可通過輸入I值和N值，通過式(3)可計算當前時刻SPWM波的占空比。

2 四相平板式TFPM的驅(qū)動

四相平板式TFPM驅(qū)動控制系統(tǒng)首先由DSP主控器發(fā)出信號，經(jīng)過光電隔離送入至四相功率逆變器，最后驅(qū)動電機進行起動、加速、減速、停止以及反轉(zhuǎn)等動作?？紤]到樣機的各相的定子、轉(zhuǎn)子相對位置錯開1/4個極距(45°電角度)以及各相繞組電流在換相時需要一定的時間，不適合采用180°導(dǎo)電模式，因此將導(dǎo)通角度適當調(diào)整到 135°［7］，更利于橫向磁場永磁電機工作時的穩(wěn)定性，抑制轉(zhuǎn)矩脈動。135°的SPWM導(dǎo)電模式如圖4所示。

四相平板式TFPM的逆變電路為四相H型逆變橋電路，如圖5所示。

單相H橋不能正向或者反向同時通斷(如在第一相中，U1、U4不能同時通斷，U2、U3不能同時通斷)，否則輸出SPWM會出現(xiàn)以下現(xiàn)象。當某一相正向輸出SPWM時，若反向下臂關(guān)斷，則該時間段內(nèi)無法實現(xiàn)電平轉(zhuǎn)換。由于H橋的上半臂有自舉功能，即使關(guān)斷正向上臂的MOSFET，輸出電壓仍然被自舉電壓［8］拉高。為此，通過打開相應(yīng)的反向下臂，使自舉電壓得到釋放，才能實現(xiàn)正向電壓的關(guān)斷，最終形成SPWM。

在驅(qū)動電路設(shè)計中需要注意兩點:(1)反向的上臂必須關(guān)斷，否則將導(dǎo)致短路;(2)必須考慮同一側(cè)上下MOSFET導(dǎo)通時的死區(qū)時間，以保證上管導(dǎo)通快，下管導(dǎo)通慢;當MOSFET反向?qū)〞r，與正向?qū)ㄇ闆r一致。若輸出SPWM，每一相的四個開關(guān)管需單獨控制，因此控制四相平板式TFPM共需要16路開關(guān)信號。

3 實驗結(jié)果

當四相平板式TFPM在135°導(dǎo)電模式下運行，電機運行在PWM方式下控制端口的波形，如圖6(a)所示。電機運行在SPWM方式下控制端口的波形如圖6(b)所示。對于PWM方式，設(shè)定占空比為80%;對于SPWM方式，設(shè)定頻率為142 Hz，載波頻率為 18.75 kHz，調(diào)制比為 0.9。

圖6 四相平板式TFPM控制端口波形

通過實驗分別可以測出四相平板式TFPM電機在PWM和SPWM方式下的單相電流的波形圖。四相平板式TFPM電機運行在轉(zhuǎn)速30 r/min時，兩種通電方式下單相電流的波形圖如圖7所示;電機運行在額定轉(zhuǎn)速120 r/min時，兩種通電方式下單相電流的波形，如圖8所示。

圖8 四相平板式TFPM 120 r/min下單相電流波形圖

分別采用圖7和圖8中PWM和SPWM的通電方式，兩種通電方式下的實驗結(jié)果如表1和表2所示。

表1 低轉(zhuǎn)速為30 r/min時，PWM和SPWM兩種通電方式對比結(jié)果

表2 額定轉(zhuǎn)速為120 r/min時，PWM和SPWM兩種通電方式對比結(jié)果

由于無法直接測量輸出轉(zhuǎn)矩，因此轉(zhuǎn)換效率［9］無法直接獲得。但是可采取SPWM和PWM轉(zhuǎn)換效率對比的方法來比較兩種控制方式在樣機的運行時的優(yōu)劣性。轉(zhuǎn)換效率=輸出功率/輸入功率，輸出功率用輸出轉(zhuǎn)速來代替，此時轉(zhuǎn)速相同，即輸出功率相等，輸入功率是輸入電壓和輸入電流的乘積，而輸入電壓相同，通過對比電流的變化比較轉(zhuǎn)換效率的高低。兩種方式下的轉(zhuǎn)換效率比:

式中:ηS為SPWM方式下的轉(zhuǎn)換效率;ηP為PWM方式下的轉(zhuǎn)換效率;TS為SPWM方式下的輸出轉(zhuǎn)矩;TP為PWM方式下的輸出轉(zhuǎn)矩;IS為SPWM方式下的輸入電流;IP為PWM方式下的輸入電流;Ui為輸入電壓。

通過對比兩種通電方式下的電流波形，SPWM方式下的電流突變小，電流變化一致性好，進而直接影響轉(zhuǎn)矩脈動，使轉(zhuǎn)矩脈動變小，降低繞組的諧波損耗。

4 結(jié) 論

相比PWM控制方式，四相平板式TFPM采用SPWM控制方式的優(yōu)點:

(1)實驗結(jié)果表明，當電壓、轉(zhuǎn)速相同情況下，SPWM控制方式能有效提高四相平板式TFPM的轉(zhuǎn)換效率，在低轉(zhuǎn)速30 r/min時，效率提高8%，而在額定轉(zhuǎn)速120 r/min下，效率提高11%，其帶負載能力更好。

(2)通過對比電流的變化，SPWM控制方式的轉(zhuǎn)矩脈動更小，電機工作更平穩(wěn)。該方式對后續(xù)的閉環(huán)控制提供了良好的控制方法。

因此，四相平板式TFPM很適合應(yīng)用到控制靈活性高、低速大功率場合，例如船舶或者工業(yè)機床方面。

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