崔 晶,柴貴蘭

摘 要:為了使臨界導(dǎo)電模式功率因數(shù)達(dá)到0.99以上,在比較3種導(dǎo)電模式優(yōu)缺點(diǎn)的基礎(chǔ)上,討論一種寬電壓輸入范圍,固定升壓輸出150 W,工作于臨界導(dǎo)電模式的APFC系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方法。它以功率因數(shù)控制芯片MC33262為核心,給出實(shí)際的設(shè)計(jì)方案和主要參數(shù)的計(jì)算結(jié)果等。通過實(shí)際設(shè)計(jì)電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,所設(shè)計(jì)的有源功率因數(shù)校正器能在95～250 V的寬電壓輸入范圍內(nèi)得到非常穩(wěn)定的400 V直流電壓輸出,并使功率因數(shù)達(dá)到要求,總諧波畸變降低至6%。

關(guān)鍵詞:臨界導(dǎo)電模式;功率因數(shù)校正;Boost變換器;MC33262

中圖分類號(hào):TN86文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:B

文章編號(hào):1004-373X(2009)12-124-03

Design of Active Power Factor Correction Based on CRM

CUI Jing,CHAI Guilan

(Xi′an Railway Vocational and Technical College,Xi′an,710014,China)

Abstract:In order to make power factor reach 0.99 above,comparing the advantages and disadvantages of three conduction modes,the design of a wide voltage input range,fixed boost output of 150 W active power faction system which works in critical conduction mode focus on the power factor control chip MC33262 are discussed,and practical design project,calculate result of the main parameters are presented.The result of testing shows that the designed for active power factor correction in 95~250 V voltage input range of width can give a very stable 400 V DC voltage output,and makes power factor nearly perfect,the harmonic distortion reduces to 6%.

Keywords:critical conduction mode;power factor correction circuit;Boost converter;MC33262

APFC 技術(shù)按照電感電流是否連續(xù),可分為斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)、連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)和介于兩者之間的臨界導(dǎo)電模式(CRM)。CCM模式適合于較大功率輸出,控制較復(fù)雜,且存在二極管反向恢復(fù)的問題。DCM模式的輸入電流和輸出電壓的紋波比較大,因而開關(guān)損耗比較大,同時(shí)對(duì)負(fù)載有一定的影響。CRM模式既沒有斷續(xù)導(dǎo)電模式那么大的器件應(yīng)力,也不存在連續(xù)導(dǎo)電模式所具有的二極管反向恢復(fù)問題,且輸入平均電流與輸入電壓成線性關(guān)系。在中小功率(300 W以下)場(chǎng)合,采用臨界導(dǎo)電模式的功率因數(shù)校正具有比較大的優(yōu)勢(shì)[1]。文中推出的APFC系統(tǒng)采用美國(guó)摩托羅拉公司生產(chǎn)的MC33262專用集成控制芯片,并使其工作于臨界導(dǎo)電模式(CRM)[2]。

1 基于MC33262的APFC原理簡(jiǎn)介

用于實(shí)現(xiàn)APFC變換器的拓?fù)潆娐酚蠦oost變換器、反激變換器和Boost-Buck變換器等,但由于Boost電路具有:有輸入電感,可減小對(duì)輸入濾波的要求;開關(guān)器件的電壓不超過輸出電壓值;容易驅(qū)動(dòng)等特殊優(yōu)點(diǎn),因此其應(yīng)用最為廣泛,這里的設(shè)計(jì)主要基于Boost變換器[3,4]。

目前,用于實(shí)現(xiàn)臨界導(dǎo)電模式的控制芯片有很多,由MC33262構(gòu)成的采用Boost變換器的APFC電路。MC33262原理框圖如圖1所示。

圖1 MC33262原理框圖

由圖1可見,MC33262內(nèi)部集成有誤差放大器(EMP)、零電流檢測(cè)器(ZCD)、欠壓鎖定環(huán)節(jié)(UVLO)、過壓比較器(OVC)、電流取樣比較器(OIC)、乘法器(MULT)、鎖存器(RS)、快速啟動(dòng)電路等。這些電路組成Q1的控制電路和各種保護(hù)電路。下面結(jié)合圖2和圖1介紹采用MC33262設(shè)計(jì)的有源功率因數(shù)校正電路的工作過程[5,6]。

在圖1中,5腳是零電流檢測(cè)輸入端,接在變壓器二次側(cè),因而檢測(cè)到的是電感電流,即外電源流入負(fù)載的電流。當(dāng)電感電流為零時(shí),ZCD的輸出翻轉(zhuǎn),將內(nèi)部的RS觸發(fā)器置“1”,7腳輸出高電平,使Q1導(dǎo)通。外電源通過橋式整流,使變壓器一次側(cè)和Q1導(dǎo)通,電流流過變壓器一次側(cè),將電能儲(chǔ)存于電感中。當(dāng)電感電流增大到一定值時(shí),Q1又關(guān)斷,這也是通過RS觸發(fā)器進(jìn)行控制的。1腳接PFC輸出電壓的分壓,該電壓經(jīng)EMP放大后,與由3腳輸入的電壓分壓值在MULT中相乘,MULT的輸出與由4腳輸入的Q1的電流比較。當(dāng)輸入Q1的電流值大于MULT輸出的電流值時(shí),OIC輸出電平翻轉(zhuǎn),將RS觸發(fā)器置“0”,該電平由7腳輸出,關(guān)斷Q1。因此,MULT的輸出電流即通過Q1的電流的門限值,該門限值隨輸入電壓的變化而近似呈正弦規(guī)律變化。當(dāng)Q1關(guān)斷后,變壓器一次側(cè)的電流逐漸減小,當(dāng)此電流接近零時(shí),又導(dǎo)致ZCD的輸出翻轉(zhuǎn),將RS觸發(fā)器置“1”,Q1導(dǎo)通,重復(fù)以上過程。

圖2 MC33262芯片在APFC中的實(shí)際應(yīng)用

當(dāng)負(fù)載突然關(guān)斷、啟動(dòng)或輸出端出現(xiàn)浪涌時(shí),會(huì)出現(xiàn)輸出電壓過高的情況,這時(shí)OVC會(huì)發(fā)揮保護(hù)作用。此時(shí),過壓保護(hù)器的輸出電平發(fā)生翻轉(zhuǎn),將RS觸發(fā)器置“0”,關(guān)斷Q1。器件內(nèi)設(shè)定的比較器門限電壓為1.08 V。欠壓鎖定的作用在于監(jiān)控電源正極電壓。當(dāng)8腳的電壓Vcc低于下限值時(shí),UVLO輸出低電平,7腳也輸出低電平,關(guān)斷Q1。定時(shí)器的作用是在電感電流下降到零時(shí)啟動(dòng)Q1。

2 系統(tǒng)主要技術(shù)指標(biāo)的設(shè)計(jì)

根據(jù)需要,設(shè)計(jì)了一個(gè)150 W PFC系統(tǒng),其信號(hào)流程及信號(hào)波形如圖3所示。其主要參數(shù)為:交流輸入電壓范圍為175~265 V;最大輸出功率為150 W,若Boost電路的提升電壓為400 V,則額定直流電流為375 mA;若轉(zhuǎn)換效率為η=90%,則額定輸入功率Pin=Po/η=167 W;最小開關(guān)頻率選為fmin=25 kHz;輸入偏移因子IDF=0.98;最大紋波峰-峰值為8 V [8]。

圖3 信號(hào)流程及信號(hào)波形圖

3 電路主要參數(shù)的計(jì)算

3.1 電感L的計(jì)算

最低工作頻率條件下所需的電感值可通過式(1)求得:

L=V2in(Vout-Vin)/4fminPinVout(1)

式中:Vin為穩(wěn)壓輸入峰值電壓最大值;Pin為輸入功率最大值;fmin為開關(guān)頻率最小值。將主要參數(shù)代入式(1)得:

L=544 μH

在該設(shè)計(jì)中取L=550 μH。

3.2 輸入濾波電容的設(shè)計(jì)

輸入濾波電容的主要作用是濾除輸入端的高頻噪音,其容量很小。但如果其取值太小,很難較好地濾除輸入的高頻噪音,另一方面其取值又不能太大,否則會(huì)引起較大的輸入電壓偏移[8,9]。

3.2.1 輸入濾波電容的下限值

輸入濾波電容的下限值由輸入濾波電容的最大紋波電壓決定,可用式(2)計(jì)算:

Cin(min)=2LP2inVout/V3in(Vout-Vin)ΔVCin(max)(2)

式中:ΔVCin(max)為濾波電容的最大紋波電壓,一般情況下,該值可取小于最低輸入電壓峰值的5%。將主要參數(shù)代入式(2)得:

Cin(min)=0.50 μF

3.2.2 輸入濾波電容的下限值

輸入濾波電容的上限值由輸入偏移因子IDF決定,可用下式計(jì)算:

Cin(max)=(2Pin/ωV2in)tan[cos-1(IDF)](3)

將主要參數(shù)代入式(3)得:

Cin(max)=1.5 μF

因此,輸入濾波電容的容量取值應(yīng)滿足0.50 μF≤Cin≤1.5 μF這個(gè)條件,且還需考慮該電容的電壓應(yīng)力,其耐壓VCin(max)應(yīng)大于輸入電壓峰值?？紤]到一定的裕量,可按最大輸入電壓峰值的1.5倍來選,即VCin(max)≥1.5 Vin(max)(562 V)。實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)選擇容量為0.56 μF,耐壓值為630 V的電容器。

3.3 輸出濾波電容的設(shè)計(jì)

輸出濾波電容的選擇由輸出過壓保護(hù)點(diǎn)VOVP、輸出功率Po和最大輸出紋波電壓VOP-P決定。根據(jù)最大紋波電壓表達(dá)式Vr(max)=Io/2ωCo=Io/4πfACCo,可得出輸出電容的表達(dá)式為:

Co=Io/4πfACVr(max)=149 μF

輸出電容的選擇不但要考慮容值,還要考慮電壓應(yīng)力,由于電路的響應(yīng)速度較慢,當(dāng)負(fù)載突然變輕時(shí),可能會(huì)引起輸出電壓的過沖現(xiàn)象,考慮到一定裕量,它的耐壓可按大于輸出過壓保護(hù)點(diǎn)1.1VOVP來選取。在該電路設(shè)計(jì)中選擇Co=220 μF,耐壓為450 V的電解電容。

3.4 功率開關(guān)管和輸出二極管的選擇

功率開關(guān)管與輸出二極管的電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力都相同,下面分別計(jì)算兩者的電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力。開關(guān)管和二極管的最大峰值電流:

iSP(max)=iDP(max)=4Pin/Vin(min)

將Pin=Po/η=167 W,Vin(min)=1752 V代入上式得iSP(max)=iDP(max)=2.7 A。

開關(guān)管和輸出二極管的電壓應(yīng)力需考慮輸出過壓保護(hù)點(diǎn),因此其最大電壓為:

VSP(max)=VDP(max)=Vo(max)=440 V(4)

在該電路設(shè)計(jì)中,選擇功率場(chǎng)效應(yīng)管IRF840作為開關(guān)管,其耐壓為500 V,最大電流為8 A;選擇快速恢復(fù)二極管MUR1560作為輸出二極管,其耐壓為600 V,最大電流為15 A。

4 實(shí)驗(yàn)與結(jié)論

實(shí)驗(yàn)結(jié)果(見圖4~圖7)顯示該AC/ DC變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩(wěn)定的直流電壓400 V輸出;紋波峰-峰值在8 V以下;輸出額定功率達(dá)150 W;滿載下效率η= 95%;功率因數(shù)λ≥0.99;輸入電流總諧波畸變D<6%。目前,這種具有APFC電路的控制器已應(yīng)用于電子鎮(zhèn)流器產(chǎn)品中。

圖4 交流輸入電壓為120 V

時(shí)的電壓和電流波形

圖5 交流輸入電壓為220 V時(shí)的電壓和電流波形

圖6 交流輸入電壓為240 V

時(shí)的電壓和電流波形

圖7 半個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流波形

5 結(jié) 語

由MC33262 構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路外圍結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,電路元器件少,電路的體積和成本下降,提高了系統(tǒng)的可靠性。目前,這種APFC 技術(shù)已經(jīng)在開關(guān)電源、電子鎮(zhèn)流器等諸多領(lǐng)域得到了應(yīng)用[10]。 該APFC 電路采用峰值電流控制方式,屬于準(zhǔn)連續(xù)電流模式,MOSFET開關(guān)頻率很高,這對(duì)EMI 濾波電路的設(shè)計(jì)有較高的要求。不過該系列芯片與其他采用連續(xù)模式的APFC芯片相比有著較高的性價(jià)比,值得做進(jìn)一步完善研究。

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