雷 丹,李會中

摘 要:功率因數是開關電源設計的關鍵指標,提高功率因數是開關電源發(fā)展中一直重視的技術問題。這里設計的高功率因數開關電源應用PFC控制方式,引進TI公司新推出的UCC28019芯片,明顯提高了功率因數。該電源由AC/DC變換電路、DC/DC變換電路、PFC控制電路、功率因數檢測電路、數字設定及測量顯示電路、保護電路等6部分組成。其中,AC/DC變換電路采用橋式不控整流方式,DC/DC變換電路采用Boost拓撲結構,可實現30~36 V可調輸出,并利用MSP430F247單片機實現數字設定、測量顯示及功率因素檢測等功能。該電源的主要優(yōu)點是:功能直觀、穩(wěn)定性好、功率因數大幅度提高。

關鍵詞:Boost拓撲結構;功率因數檢測;UCC28019;MSP430F247

中圖分類號:TP274文獻標識碼:B

文章編號:1004-373X(2009)12-192-03

High Power Factor Power Design

LEI Dan,LI Huizhong

(Wuchang Branch,Huazhong University of Science and Technology,Wuhan,430068,China)

Abstract:Power factor design is the key indicator of power supply,power supply has always attached importance to developing technical problems.Power supply uses PFC control circuits that using UCC28019 of TI which can Significantly increase the power factor.The power supply consists of six parts which are AC/DC conversion circuits,DC/DC conversion circuits,power factor detection circuits,PFC control circuits,digital set,measuring circuits and protection circuits.AC/DC conversion circuits using not controlled rectifier,DC/DC conversion circuits using boost topology,which can output voltage that the value is 30~36 V.Power supply uses MSP430F247 SCM can accomplish digital set and measurement.This system has some advantage:intuitive features,good stability,improved power factor.

Keywords:boost topology;power factor test;UCC28019;MSP430F247

1 方案論證

1.1 DC/DC主回路拓撲方案

方案1:Buck型拓撲結構變換器

該方案可在隔離變壓器輸出端進行三倍壓整流,再將直流電壓通過Buck型拓撲結構進行降壓變換實現。但采用Buck型變換器輸入端電壓偏高,驅動電路和控制電路的電源方案較麻煩,并且可靠性不高。

方案2:Cuk型拓撲結構變換器

它的輸出電壓極性與輸入電壓相反,但其值可以高于、等于或低于輸入電壓的值。其輸入和輸出電流都是連續(xù)的,經兩個電感的補償耦合,將輸入和輸出的波紋電流和電壓抑制到零,但內部諧振使傳遞作用斷續(xù)或在某些頻率上削弱輸入波紋抑制。在耦合電感線圈和變壓器隔離的結構中,由于“開關導通”初期的沖擊耦合電流會引起輸出電壓反向,并且也存在穩(wěn)定性問題。

方案3: Boost型拓撲結構變換器

Boost電路的輸出電壓極性與輸入電壓相同,但總是高于輸入電壓。輸入電流是連續(xù)的,只需要較小的輸入濾波。輸出電壓與負載電流無關,并且輸出電阻非常低,硬件上容易實現,且控制簡單,技術成熟。

通過以上綜合分析比較,Boost型拓撲結構變換器是DC/DC變換器的理想選擇。

1.2 系統(tǒng)控制方案

方案1: 幅度控制方式,即通過改變開關電源輸入電壓的幅值而控制輸出電壓大小的控制方式。這種方式效率很低,當低壓輸出時,將造成大部分能量消耗在調整管或電阻上。

方案2:脈沖寬度控制,指功率管的開關工作頻率(即開關周期)固定,是一種直接通過改變導通時間(即占空比)來控制輸出電壓大小的方式,它采用升壓型(Boost)或降壓型(Buck)拓撲結構來實現輸出電壓的改變。這種控制又稱PWM控制。

由于PWM控制方式采用了固定的開關頻率,因此,設計濾波電路時簡單方便。綜合比較,采用方案二作為控制方法。

2 硬件設計與主要參數計算

2.1 系統(tǒng)總體電路框架

根據題目的設計要求,系統(tǒng)由AC/DC變換電路、DC/DC變換電路、功率因數檢測電路、PFC控制電路、數字設定及測量顯示電路、保護電路等6大部分組成。其系統(tǒng)電路總體框架如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)總體框架

2.2 DC/DC變換模塊

DC/DC采用Boost變換電路,其電路結構如圖2所示。

圖2 boost變換電路

2.2.1 二極管參數

在功率MOSFET截止期間,VD正向偏置而導通,最大流通電流達2 A左右;在MOSFET導通期間,VD反向偏置而截止,此時二極管反向電壓為Vin。為了確保電路的可靠性,故選取整流二極管MUR3060。

2.2.2 功率開關管參數

功率開關MOSFET所要承受的基本電壓為截止時所承受的電壓Vin,導通時所要承受的導通電流為2 A。為確保電路的可靠性,應考慮適當的安全裕量,故選取功率開關管IRFP150N,其耐壓、耐流完全滿足要求。

2.2.3 儲能電感參數

變換器中的電感線圈在任何正常條件下不能飽和,并且為了有好的效率,線圈和磁心的損耗必須要小。理論上電感可具有任何值,大電感可具有低波紋電流,且輕載時可連續(xù)導通,但負載瞬態(tài)響應差。小的電感波紋電流大,增加了開關損耗和輸出波紋。在輕載時出現不連續(xù)導通,且導致系統(tǒng)不穩(wěn)定。可是,其瞬態(tài)響應性能好,效率高,尺寸小,所以電感的選擇只能折中,通常選擇使臨界電流低于最小規(guī)定負

載電流的電感,或按可接受的波紋電流盡可能地以小的標準來選擇。 電感量通過公式:

LRSF(min)≥VoutD(1-D)/(fSW(typ)IRIPPLE)

計算出:L≥0.07 mH。另外,輸出電流達到2 A,功率較大,由于參數類型特殊,普通電感遠達不到要求,故選用粗銅線與環(huán)型磁鐵的自制電感。

2.2.4 輸出濾波電容參數

輸出濾波電容C兩端電壓為輸出電壓Vout。C的濾波使輸出Vout的波形連續(xù)。對DC/DC轉換器而言,工作頻率越高,所要求的電容值越低。設計中選用4 700 μF的電容。

2.3 PFC控制模塊

開關電源是借助開關器件的開/關(ON/OFF)實現能量交換的。輸出控制由晶體管的導通時間決定。實際上PWM控制就是控制開關管導通的占空比。結合控制方式及功率因數的要求,設計中選用TI公司提供的具有功率因數校正功能的UCC28019芯片作為PFC控制模塊。UCC28019 為8引腳連續(xù)電流模式(CCM) 控制器,其重要元件參數的計算如下:

C7=gmiM1/K12πf1AVG=910 pF

式中:gmi=0.95 ms;M1=0.4;K1=7;f1AVG=9.5 kHz。

C11 =(gmv fv/fPWM_PS)/(10GVLdB(f)/20×2πfv)

=3.88 μF

式中:gmv=42 μs;fv=10 Hz;fPWM_PS=1.589 Hz,10GVLdB(f)/20=100.709 0 dB/20,fv=10 Hz。

R11=1/ (2πfZEROCvCOMP)= 30.36 kΩ

式中:fZERO=1.589 Hz,CvCOMP= 3.3 MF。

C12=CvCOMP /(2πfPOLERvCOMPCvCOMP -1)=0.258 μF

式中:fPOLE=20 Hz,RvCOMP=33 kΩ,CvCOMP =3.3 MF。

PFC控制模塊與各電路連接見圖3。

圖3 PFC控制模塊與各電路連接圖

2.4 顯示與測量模塊

數字設定及顯示,功率因數檢測兩部分由MSP430F247單片機、鍵盤和128×64液晶顯示器構成。與普通LED相比,液晶顯示界面與操作界更友好。

2.5 過流保護模塊

過電流保護是一種電源負載保護功能,以避免發(fā)生包括輸出端子上短路在內的過負載輸出電流對電源和負載的損壞。出現過流時,控制信號使PWM輸出脈寬變窄,輸出電壓迅速下降,從而抑制電流。

3 軟件設計流程

系統(tǒng)軟件設計分為兩大部分,包括輸出檢測及顯示;功率因數檢測。

設計流程如圖4所示。

圖4 設計流程

4 系統(tǒng)測試

4.1 測試方法

(1)設定不同輸出電壓值,測量實際電壓輸出;

(2)設定某一固定輸出電壓值,調節(jié)U2從15~19 V變化,測量實際電壓輸出。

(3)設定某一固定輸出電壓值和U2,調節(jié)負載,測量實際電壓輸出。

4.2 測試儀器

測試儀器有:單相自耦調壓器;普通數字萬用表;四位半數字萬用表;60 MHz數字示波器(雙通道)。

4.3 測試主要數據

4.3.1 輸出電壓

當電壓U2=18 V,負載電流為0.5～2 A時,設定和實際輸出的電壓見表1。

4.3.2 功率因數

功率因數計算如下:

λ=U2I21cos φ1/U2I2= I21cos φ1/I2=

νcos φ1靋os φ=cos 15°=0.96

式中:U2,I2分別為變壓器副邊的電壓和電流有效值;I21為I2中的基波分量;φ1為U2和I21之間的相位差。為計算簡單,這里用U2,I2之間相位差的余弦cos φ作為功率因數。

表1 輸出電壓的設定值和實際輸出值

設定值 /V實際輸出值 /V設定值 /V實際輸出值 /V

3030.43434.1

3131.23535.2

3232.53636.7

3333.6

4.3.3 電壓調整率

輸出電壓設定值為36 V,當U2=15 V,Io=2 A時,Uo=35.7 V;當U2=17 V,Io=2 A時,Uo=35.8 V;當U2=19 V,Io=2 A時,Uo=36.0 V;電壓調整率σv≤0.2%。

4.3.4 負載調整率

設定U2=17 V,輸出為36 V,則Io=0.2 A時,Uo=35.9 V;Io=2 A時,Uo=35.8 V;負載調整率σL≤0.3%。

5 結 語

通過測試的數據顯示,該設計較好地完成了預期設計目標,功率因數高達95%以上,穩(wěn)定性好。但也有一定的不足,如輸出存在雜波,輸出電壓設定值與實際輸出值的誤差較大等,這些問題有待以后的研究中進一步改善。

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作者簡介 雷 丹 女,1981年出生,講師。研究方向為電力電子、電力傳動、自動控制。