中圖分類號(hào)：TN820.2 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引言

遙控遙測(cè)系統(tǒng)是利用無線電信號(hào)對(duì)遠(yuǎn)距離目標(biāo)進(jìn)行跟蹤并控制的測(cè)量系統(tǒng)，其功能大多由地面站完成，在測(cè)控過程中要求地面站不間斷地跟蹤指向目標(biāo)，同時(shí)進(jìn)行信號(hào)的接收與發(fā)射。地面站要實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)穩(wěn)定高效的跟蹤，常用的跟蹤方式為單脈沖跟蹤[1-2]。其中多頻段單脈沖跟蹤技術(shù)更是以傳輸帶寬大、使用靈活等多種優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛的關(guān)注。

Zhao等3利用松緊耦合理論設(shè)計(jì)了一種 Ku 頻段同軸波導(dǎo) TE₂₁ 模耦合器，其在6個(gè)波長(zhǎng)的長(zhǎng)度內(nèi)實(shí)現(xiàn)了 700MHz 的耦合帶寬，但并未對(duì)中心波導(dǎo)內(nèi)TE₂₁ 模的傳輸做出分析。本文提出了一種基于同軸波導(dǎo)系統(tǒng)的S/X雙頻段單脈沖自跟蹤 TE₂₁ 模耦合器，該耦合器采用同軸嵌套方式，S頻段的差模信號(hào)工作在同軸波導(dǎo)的外圈，利用相位疊加及選模匹配理論在4個(gè)波導(dǎo)波長(zhǎng)的尺寸內(nèi)實(shí)現(xiàn)了良好的差模耦合特性，X頻段差模信號(hào)工作在同軸波導(dǎo)的內(nèi)波導(dǎo)，實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)頻段跟蹤信號(hào)的同時(shí)輸出。

1耦合器的分析與設(shè)計(jì)

1. 1 耦合器理論分析

多模跟蹤是實(shí)現(xiàn)單脈沖跟蹤的一種方式，通常將波導(dǎo)中的主模作為和模，同時(shí)將具有差輻射特性的高次模作為差模。 TE₂₁ 模是圓波導(dǎo)和同軸波導(dǎo)中第一個(gè)具有差模特性的高次模，利用該模式作為差?？稍诓▽?dǎo)中盡可能少地激勵(lì)起有害高次模。

為保證圓波導(dǎo)中只傳輸和模與作為差模的 TE_2i 模式，其口徑需滿足：

式中， R 為圓波導(dǎo)的半徑， λ_L 與 λ_H 分別對(duì)應(yīng)工作頻帶內(nèi)低頻段與高頻段的波導(dǎo)波長(zhǎng)。差模耦合器由圓波導(dǎo)、矩形副波導(dǎo)與耦合孔組成，圓波導(dǎo)中 TE₂₁ 模通過耦合孔傳輸?shù)酵鈬木匦尾▽?dǎo)中，當(dāng)圓波導(dǎo)中TE₂₁ 模的傳播常數(shù)與矩形波導(dǎo)中 TE₁₀ 模的傳播常數(shù)相同時(shí)， TE₂₁ 模的耦合能量最大，矩形波導(dǎo)的寬邊 Ω_a 須滿足[4]：

a=1.0286R

矩形波導(dǎo)的窄邊尺寸 b 可由 TE₂₁ 模的OdB耦合的特性來求得。矩形波導(dǎo)中 TE₁₀ 模與圓波導(dǎo)中 TE₂₁ 模式的歸一化磁場(chǎng)如下[5-6]：

式中， k_ci^R=π/a，k_ci^C=3.054R ，同時(shí)有 H_zi^R=2H_zi^C ，可求得 b=0.436145R ，由此可得矩形波導(dǎo)的初始設(shè)計(jì)參數(shù)。

為提高矩形波導(dǎo)對(duì)圓波導(dǎo)中主模的抑制度，耦合形式為多孔耦合，并且耦合孔需符合一定的分布函數(shù)。 TE₂₁ 模耦合器本質(zhì)上是一個(gè)定向耦合器，根據(jù)定向耦合器理論，符合貝賽爾常數(shù)加權(quán)函數(shù)與升高余弦函數(shù)的耦合孔分布能有效地提高耦合器的耦合度與定向性。式（5）為貝賽爾常數(shù)加權(quán)分布函數(shù)：

當(dāng) N 取值24即耦合孔的總數(shù)為48個(gè)（中心對(duì)稱分布），此時(shí) a₀=5.017，b₀=10，c₀=3.76 ；當(dāng) N 的取值16 時(shí)即耦合孔的總數(shù)為32個(gè)，此時(shí) a₀=5.002，b₀ =10，c₀=3.72 0

式（6）為升高余弦分布函數(shù)：

當(dāng) N 取值24，此時(shí) α₁=15，α₂₄=1 可求得 C= 7.0078。以上兩種分布函數(shù)均具有較好的耦合效果，在滿足選模耦合性能的前提下，同時(shí)需要考慮耦合器的結(jié)構(gòu)長(zhǎng)度，其長(zhǎng)度 L 由 N 的取值以及耦合孔的間距s 來確定，即 L=（2N-1）S 。耦合孔間距 s 的初始值一般取中心工作頻率的四分之一波導(dǎo)波長(zhǎng)，經(jīng)過綜合考慮耦合器的耦合度、方向性、結(jié)構(gòu)長(zhǎng)度等關(guān)鍵指標(biāo)可確定 N 的取值范圍，同時(shí)可確定耦合器的長(zhǎng)度 L 。

耦合孔的尺寸決定著耦合能量的大小，第 i 個(gè)（ 1?i?N ）耦合孔的直徑 D_i 需滿足下式：

D₀ 的近似值可由經(jīng)驗(yàn)公式[]得。

式中， f 為工作頻率，一般取工作頻帶的中心頻率，由此可求得耦合孔的初始直徑，耦合器的各初始參數(shù)確定后需通過優(yōu)化計(jì)算來確定各個(gè)參數(shù)的最終數(shù)值。

1.2耦合器仿真設(shè)計(jì)

圖1為 TE₂₁ 模耦合器的軸向截面圖，其中A向?yàn)閳A形主波導(dǎo)的信號(hào)輸入端，B向?yàn)閳A形主波導(dǎo)的信號(hào)輸出端，C向?yàn)榫匦胃辈▽?dǎo)端口1，D向?yàn)榫匦胃辈▽?dǎo)端口 2^[3] 。 s/X 雙頻段 TE₂₁ 模耦合器中的X頻段TE₂₁ 模耦合器采用傳輸式結(jié)構(gòu)，其工作在同軸波導(dǎo)的中心波導(dǎo)，X頻段耦合器的公共波導(dǎo)與同軸波導(dǎo)的內(nèi)波導(dǎo)相連接，并保持口徑一致。S頻段 TE₂₁ 模耦合器設(shè)置在同軸波導(dǎo)的外圍，公共波導(dǎo)采用同軸波導(dǎo)形式。

圖1 TE₂₁ 模耦合器的剖面結(jié)構(gòu)

X頻段傳輸式 TE₂₁ 模耦合器采用24孔耦合即N=12 ，主通道圓波導(dǎo)直徑初始值選為 46mm ，副波導(dǎo)矩形波導(dǎo)窄邊尺寸為 12mm ，長(zhǎng)邊尺寸為 24mm ，第1個(gè)耦合孔的直徑選取為 9.2mm ，耦合孔的分布選取升高余弦分布，孔間距為 12mm ，以上參數(shù)可在保證耦合度的前提下，耦合器的結(jié)構(gòu)長(zhǎng)度小于 400mm 。初始參數(shù)確定后，在電磁仿真軟件里對(duì)該耦合器建模仿真，C端口設(shè)為理想匹配端口， A，B，D 均為激勵(lì)端口，為提高計(jì)算速度，建模中僅設(shè)置一個(gè)極化的 TE₂₁ 模的耦合波導(dǎo)，即分別位于 0^°，90^°，180^°，270^° 方向上的4個(gè)矩形副波導(dǎo)，將 TE₂₁ 模耦合度、副波導(dǎo)對(duì)主模的抑制度、主通道主?；夭〒p耗、 TE₂₁ 模回波損耗等設(shè)為優(yōu)化目標(biāo)參數(shù)，利用仿真軟件的優(yōu)化功能，最終可得X頻段 TE₂₁ 模耦合器的設(shè)計(jì)參數(shù)。

S頻段 TE₂₁ 模耦合器如果采用傳輸式耦合器會(huì)使內(nèi)波導(dǎo)長(zhǎng)度過長(zhǎng)，造成波導(dǎo)加工難度增加。為縮短S頻段 TE₂₁ 模耦合器的長(zhǎng)度，耦合器采用反射方式實(shí)現(xiàn)，其工作原理為：當(dāng) TE₂₁ 模信號(hào)從A端口傳輸進(jìn)入到耦合器的主波導(dǎo)時(shí)， TE₂₁ 模信號(hào)可通過耦合孔耦合到矩形副波導(dǎo)中，由于耦合孔數(shù)量的限制，能量不能完全耦合，剩余的差模能量到達(dá)端口B處，端口B設(shè)置階梯變換形式的短路面，能傳輸 TE₁₀ 模式，但對(duì)較高階的 TE₂₁ 模具有截止作用，因此 TE₂₁ 模信號(hào)會(huì)被短路截止區(qū)域反射回來，該信號(hào)會(huì)再一次通過耦合孔區(qū)域。為使兩次耦合的能量同向相加，需要合理選擇耦合孔分布及主副波導(dǎo)短路位置，使兩次耦合過程的相位常數(shù)相同，此時(shí)在C端口輸出的差模能量損失最小。由以上信號(hào)傳輸流程看出， TE₂₁ 模信號(hào)經(jīng)過了2次耦合，所以到達(dá) 0dB 耦合所需要的耦合孔數(shù)量理論上比傳輸式耦合少一半[]，即傳輸式耦合器需要

2 N 個(gè)耦合孔，而反射式只需要 N 個(gè)耦合孔。S頻段反射式 TE₂₁ 模耦合器采用12孔耦合即 N=6 ，主通道波導(dǎo)為同軸波導(dǎo)形式，其外徑初始值選為 146mm ，由于其同軸波導(dǎo)的內(nèi)徑還需傳輸X瀕段 TE₂₁ 模，因此內(nèi)徑需要在X頻段耦合器主波導(dǎo)直徑的基礎(chǔ)上增加一定的波導(dǎo)壁厚，其初始值為 49mm ，副波導(dǎo)矩形波導(dǎo)窄邊尺寸在 40mm ，長(zhǎng)邊尺寸為 80mm ，因?yàn)轳詈峡讛?shù)量的減少，為提高耦合度，對(duì)耦合孔的尺寸進(jìn)行放大處理，第1個(gè)耦合孔的直徑選取為 32mm ，耦合孔的分布同樣選取升高余弦分布，孔間距為 35mm ，以上參數(shù)可在保證耦合度的前提下，使S頻段耦合器的結(jié)構(gòu)長(zhǎng)度小于 500mm 。B端口需要將S頻段 TE₂₁ 模反射回去進(jìn)行二次耦合，因此其直徑需要滿足對(duì)TE₂₁ 模的截止，同時(shí)S頻段的和?？梢赃M(jìn)行傳輸，其直徑選取為 110mm 。為提高主通道的匹配性能，該口徑變換時(shí)采取階梯變換的形式，與之對(duì)應(yīng)的矩形副波導(dǎo)D端口同樣需要采取階梯變換的形式，以保證兩者的傳播常數(shù)相同。初始參數(shù)確定后在電磁仿真軟件里對(duì)該耦合器建模仿真，D端口設(shè)為短路端口，A、B、C均為激勵(lì)端口，經(jīng)優(yōu)化計(jì)算后可得S頻段耦合器的最終設(shè)計(jì)參數(shù)。

將X頻段傳輸式 TE₂₁ 模耦合器與S頻段反射式TE₂₁ 模耦合器結(jié)合起來，組成了S/X雙頻段 TE₂₁ 模耦合器，其仿真模型如圖2所示。

圖2S/X雙頻段 TE₂₁ 模耦合器仿真模型

2 仿真結(jié)果與分析

本文采用仿真軟件對(duì) S/X 雙頻段 TE₂₁ 模耦合器進(jìn)行仿真分析。X頻段 TE₂₁ 模耦合器的仿真結(jié)果如圖3—5所示。從圖中可以看出，計(jì)算帶寬為 7GHz. ）9GHz ，在工作帶寬內(nèi)，單臂差模耦合度大于 -8.5dB ，副波導(dǎo)對(duì)主模的抑制度大于35dB；S頻段反射式TE₂₁ 模耦合器的長(zhǎng)度大約為傳輸式耦合器的一半，耦合孔數(shù)也為傳輸式跟蹤器的一半，這樣S頻段耦合器有效長(zhǎng)度僅為 500mm ，其仿真計(jì)算結(jié)果如圖6—8所示。從圖中看出，在 2.2～2.3GHz 的工作帶寬內(nèi)單臂差模耦合度為-7.1dB，副波導(dǎo)對(duì)主模的抑制度大于24dB，主通道主模的回波損耗在-25dB以下，由以上仿真結(jié)果可以看出，S頻段反射式 TE₂₁ 模耦合器的主通道回波損耗相比傳輸式略差，主要是因?yàn)闉镾頻段 TE₂₁ 模提供短路面的階梯變換影響了主通道的回波損耗。副波導(dǎo)對(duì)和模的抑制度較傳輸式耦合器的隔離度差了很多，主要是因?yàn)轳詈峡纵^少導(dǎo)致耦合器的方向性變差，同時(shí)為提高差模耦合量，增大了耦合孔的尺寸，導(dǎo)致少量和模信號(hào)進(jìn)人矩形副波導(dǎo)內(nèi)；根據(jù)理論計(jì)算理想的單臂耦合度為-6dB，但實(shí)際耦合度為 -8.5dB ，耦合度惡化了2.5dB，這是由于波導(dǎo)的色散作用無法使整個(gè)頻帶內(nèi)主副波導(dǎo)的傳輸常數(shù)相同，導(dǎo)致高端頻率的耦合度變差，另外由于反射式耦合器的副波導(dǎo)的隔離端口為金屬反射面，導(dǎo)致耦合出的差信號(hào)會(huì)一直在矩形副波導(dǎo)內(nèi)振蕩，使耦合度變差，差模耦合度雖然沒達(dá)到理想狀態(tài)，但耦合器的尺寸得到了較大縮減，且對(duì)天線的跟蹤性能影響較小。

圖3×頻段耦合器主?；夭〒p耗仿真結(jié)果

圖4×頻段耦合器對(duì)主模抑制度仿真結(jié)果

圖5×頻段耦合器對(duì)差模耦合度仿真結(jié)果

圖6S頻段耦合器主模回波損耗仿真結(jié)果

圖7S頻段耦合器對(duì)主模抑制度仿真結(jié)果

圖8S頻段耦合器對(duì)差模耦合度仿真結(jié)果

3結(jié)語

本文提出了一種基于同軸波導(dǎo)的S/X雙頻段自跟蹤差模耦合器。S、X兩個(gè)頻段均采用 TE₂₁ 模跟蹤方式實(shí)現(xiàn)，X頻段差模信號(hào)在同軸波導(dǎo)的內(nèi)波導(dǎo)傳輸，采用傳輸式耦合器，在 25% 的相對(duì)帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)了單臂差模耦合度大于-8.5dB，S頻段差模信號(hào)在同軸波導(dǎo)的外圍波導(dǎo)內(nèi)傳輸，采用反射式耦合器，結(jié)構(gòu)長(zhǎng)度相比傳輸式縮短了 50% ，在工作帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)了單臂差模耦合度大于-7.1dB的指標(biāo)。該耦合器結(jié)構(gòu)尺寸小巧，可應(yīng)用于多種口徑的遙感遙測(cè)地面站系統(tǒng)中。

參考文獻(xiàn)

[1]王欣偉，胡悅，伊昊.遙測(cè)地面自跟蹤天線的設(shè)計(jì)[J].無線電工程，2023（4）：890-898.

[2]劉兆明.S頻段單通道單脈沖自跟蹤饋源研究[D].西安：西安電子科技大學(xué)，2019.

[3]ZHAO H，YANGF，SUJS.Design of compactcoaxial waveguide TE21 mode coupler[C]//Cross StraitQuad-Regional Radio Science and Wireless TechnologyConference，July 21-25，2013，Chengdu： IEEE，2013：105-108.

［4]李佳琦.衛(wèi)星通信反射面天線的技術(shù)研究[D].西安：西安電子科技大學(xué)，2022.

[5]CHOUNGYH，GOUDEYKR，BRYANSLG.Theory and design of a Ku-band TE₂₁ - mode coupler[J].IEEE Transactions on Microwave TheoryandTechniques，1982（11）：1862-1866.

[6]田唯人.寬頻帶圓波導(dǎo) TE₂₁ 模耦合器的設(shè)計(jì)方法[J].現(xiàn)代雷達(dá)，2000（6）：62-66.

[7]王錚. S/Ka 頻段高效率反射面測(cè)控天線設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[D].成都：電子科技大學(xué)，2017.

（編輯戴啟潤(rùn)）

Design of an S/X-Band coaxial waveguide TE₂₁"mode coupler

ZHANG Bo’，LIU Yanming2，WANG Chao2， ZHANG Liansong3 （1.The 54th Research Institute of CETC，Shijiazhuang O50081，China;2. Unit 93160 of PLA， Shijiazhuang 050081，China;3.Beijing Satellite Telecommunication Research Co.，Ltd.，Beijing 100089，China）

Abstract： A S/X dual-band self-tracking TE₂₁"-mode coupler based on coaxial waveguide is proposed in this paper. Xband coupler reaches -8.5 dB coupling to each of the rectangular waveguide arms in a relative bandwidth of 25% . Sbandcompactcoupler takes only half the length of conventional circular waveguidecoupler whilemaintains atleast 24 dB rejection of unwanted modes and reaches"^-7.1"dB coupling to each of the rectangular waveguide arms in a bandwidth of 100MHz . The coupler can miniaturise the total length of monopulse system which utilizing TE₂₁"mode for self-tracking.

Key words： S/X dual-band; monopulse self-tracking; coaxial waveguide; TE₂₁"mode

作者簡(jiǎn)介：張博（1982—），男，高級(jí)工程師，本科；研究方向：天線微波技術(shù)。