摘 要：針對傳統Boost升壓變換器升壓能力不足的問題，提出一種新型非隔離高升壓DC-DC變換器，其特點是高電壓增益、連續(xù)輸入電流、開關管和二極管電壓應力低、高效率。通過在電路中引入耦合電感，電路可在適當的占空比[D]下工作，同時通過調節(jié)匝數比來保持電壓增益。首先對所提變換器的工作狀態(tài)進行分析，然后推導出元件的電壓和電流應力。此外，為了突出所提變換器的性能優(yōu)勢，將其與其他拓撲結構進行比較。最后，通過實驗室制作的實驗樣機驗證所提變換器的可行性和有效性。

關鍵詞：光伏效應；DC-DC變換器；耦合電路；效率；損耗；變壓器繞組

中圖分類號：TM464" " " " " " " " " " 文獻標志碼：A

0 引 言

為了緩解過度使用化石燃料造成的環(huán)境問題，可再生能源的發(fā)展成為焦點。由于光伏（photovoltaic， PV）系統和燃料電池（fuel cell，FC）的輸出電壓較低，通常為24～48 V，因此具有高升壓能力的DC-DC轉換器是必不可少的，它可以提升電壓并完成并網［1］。一個優(yōu)秀的升壓變換器應具有高升壓能力、開關管和二極管電壓應力低以及高效率等優(yōu)點。對于傳統的隔離式變換器，如反激式、半橋式和全橋式等變換器，為了實現高電壓增益，需要一個大的占空比和匝數比［2］。然而大的匝數比會產生大的漏感，不僅增加了變換器的損耗，還進一步增大了變換器的體積［3-6］。在PV或FCs的應用中，電隔離并不是必不可少的。因此，傳統的非隔離升壓轉換器因其結構簡單和成本低的特點而成為理想的選擇。然而，為了達到高升壓能力，仍需一個大的占空比，這也將導致高開關管導通損耗、二極管反向恢復損耗、電磁干擾（electromagnetic interference，EMI）等問題。此外，開關管的電壓應力與輸出電壓相同。開關管的選擇耐壓值越大其導通電阻越大，從而導致高導通損耗［7］。當幾個升壓電路級聯時，輸出電壓可得到提升。但是，過多的級聯模塊會導致整個系統復雜化，并增加控制難度［8-9］。開關電容（switched capacitor，SC）［10］和開關電感（switched inductor，SL）［11］升壓技術是提高輸出電壓的有效方法。然而，這兩種技術的缺點在于，開關電容結構中電流浪涌大，開關電感提升變換器升壓能力有限［12-14］。

耦合電感（coupled inductor，CI）升壓技術可極大提高變換器的升壓能力［15］。文獻［16］中介紹的電路通過調節(jié)耦合電感的匝數比實現了小占空比下的高電壓增益，然而該變換器在高升壓情況下需要較大的匝比，這不僅會給設計磁性元件帶來困難，還會極大地增加變換器的體積、質量和成本［17］。此外，較大的匝比還會使變壓器的漏感增加，在半導體器件的開關狀態(tài)轉換過程中產生較大的電壓尖峰，縮短電路的使用壽命［18］。文獻［19］中應用了有源或無源鉗位電路，由漏感引起的電壓尖峰可通過鉗位電容吸收。雖然漏感問題得到了解決，但電路的輸入電流不連續(xù)的問題仍然存在。不連續(xù)的輸入電流會阻礙最大功率點跟蹤（maximum power point tracking，MPPT），且會降低直流電源的使用壽命，因此需要一個額外的[LC]濾波器。然而額外的[LC]濾波器會增大變換器的體積并造成額外的功率損耗［20］?；赟epic前級升壓電路的變換器不僅能有效降低輸入電流紋波，其并且還能通過該電路中的無源鉗位結構來吸收漏感產生的電壓尖峰［21］。盡管文獻［22］中提出的變換器減少了系統器件數量，但其升壓能力有限。文獻［23-25］中提出的拓撲結構具有較高的電壓增益，但其耦合電感的匝數比仍需進一步降低。單獨使用開關管電容升壓技術或者單獨使用耦合電感升壓技術都會使變換器存在一定缺陷。然而，將這兩種升壓技術相結合，從而形成倍壓單元，不僅可極大地提高變換器的升壓能力，耦合電感自身存在的漏感還可有效抑制開關電容產生的電流浪涌［26-28］。文獻［29］詳細總結了這兩種升壓技術相結合所需遵循的基本約束條件。

基于以上研究分析，本文提出一種兼?zhèn)涠喾N上述優(yōu)良性能的變換器。首先，將耦合電感的一次側替換到Sepic網絡結構中的電感[L2]的位置，這樣漏感[Lk]產生的電壓尖峰可被VD1和[C2]構成的無源鉗位回路所吸收。[L1]與輸入電源相連可有效降低輸入電流紋波。其次，通過開關電容結構與耦合電感相結合，形成新的倍壓單元。最后，級聯常見的二極管電容輸出結構，得到本文所提變換器，并闡述其工作原理和穩(wěn)態(tài)分析。此外，還將所提變換器與其他同類型變換器進行對比分析，從而突出所提變換器的優(yōu)越性，并通過實驗驗證所提變換器的可行性。

1 工作原理與穩(wěn)態(tài)分析

所提變換器拓撲結構如圖1所示，為方便電路分析，做如下假設：

1）電感[L]和勵磁電感[Lm]的電感量足夠大，使得電感電流紋波為零；

2）所有電容的電容值都足夠大，使得電容電壓紋波為零；

3）忽略二極管和開關管的通態(tài)電阻；

4）二極管的正向電壓降為0；

5）電感和電容的等效串聯電阻（ESR）為0。

在連續(xù)導通模式（CCM）下，所提變換器在一個開關周期內有6個工作模態(tài)。圖2和圖3分別描述了所提變換器的關鍵器件波形和等效電路。模態(tài)1［[t0， t1]）：在這種狀態(tài)下，開關管S導通，二極管VD1、VD4關斷，VD2、VD3導通，如圖3a所示。輸入電壓[Vg]通過開關管S向電感[L]釋放能量。電容[C2]被耦合電感的初級電感、[Vg]和[C1]充電。儲存在勵磁電感[Lm]、[Vg]和[C1]中的能量通過二極管VD2、VD3釋放給電容[C3]、[C4]。負載[RL]由輸出電容CO充電。由于漏感的電感很小，[Lk]兩端的電壓很高，漏電感中的電流迅速增加。這個模態(tài)持續(xù)到漏感電流與勵磁電感電流相等時結束。

模態(tài)2［[t1， t2]）：當漏感電流超過勵磁電感電流時，耦合電感二次側電流方向改變，二極管VD2關斷，VD4導通，其他二極管的狀態(tài)保持不變，如圖3b所示。[L]仍被[Vg]通過S充電。儲存在[C2]中的能量通過S釋放到[C1]和[Lm]。[C2]、[C3]和[C4]串聯起來，通過S和VD4向[CO]和[RL]釋放能量。在這個模態(tài)

中，漏感的電流變化較小，因此漏感上的電壓可忽略不計。如圖2所示，模態(tài)1的時間間隔很短。因此，模態(tài)2的時間間隔假設為[DTs]（其中[D]代表占空比，[Ts]代表一個周期時間）。應用基爾霍夫電壓定律（KVL），可推導出：

[VL-2=Vg] （1）

[VLm-2=VC2-VC1] （2）

[VNS-2=VC1-VC2-VC3-VC4+VO] （3）

式中：[VL-2]——電感[L]的電壓，V；[VLm-2]——勵磁電感[Lm]的電壓，V；[VNS-2]——耦合電感二次側的電壓，V；[VO]——輸出電壓，V。

根據耦合電感的初級和次級側的電壓關系，可推導出：

[VNS-2=knVLm-2] （4）

[k=LmLm+Lk] （5）

[n=NSNP] （6）

式中：[k]——耦合系數；[n]——表耦合電感的匝數比。

電容[C1]的電流為：

[iC1-2=ILm+（1+n）iD4=ILm+（1+n）IOD] （7）

模態(tài)3［[t2，t3]）：在這個時間間隔內，開關管S開始關閉，VD4關斷，VD1和VD3導通，VD2的狀態(tài)保持不變。從圖3c可看出，電感[L]通過S被[Vg]充電，[C1]和[Lm]通過VD3向[C4]傳遞能量。[C2]通過VD1從[Vg]和[L]中獲得能量。因此，電感電流[iL]和勵磁電流[iLm]減少。[CO]向負載釋放能量。

模態(tài)4［[t3，t4]）：在這個模態(tài)中，VD2導通，其他半導體器件的狀態(tài)保持不變，如圖3d所示。[C2]通過VD1從[Vg]和[L]中吸收能量。儲存在[C1]中的能量通過[Lm]、[Lk]、[Vg]和[L]釋放到[C2]。儲存在[Lm]中的能量通過VD2、VD3、[Vg]、[L]、[C1]和[NS]釋放到[C1]和[C4]。[RL]由[CO]充電。從圖2可看出，這個狀態(tài)的時間間隔足夠大，為簡化分析，假設模態(tài)4的時間間隔為（1-D）[Ts]。由于漏感的電流幾乎是恒定的，因此忽略漏感的電壓。根據KVL，可得：

[VL-5=Vg-VC2] （8）

[VLm-5=-VC1] （9）

[VNS-5=VC1+VC2-VC3] （10）

[VC3=VC2+VC4] （11）

由[NP]和[NS]之間的電壓關系可得：

[VNS-5=knVLm-5] （12）

電容[C1]的電流為：

[iC1-5=ILm-（1+n）（iD2+iD3）" " "=ILm-2（1+n）IO1-D] （13）

模態(tài)5［[t4，t5]）：在這個模態(tài)中，VD1關斷，其他半導體器件狀態(tài)保持不變，如圖3e所示。[C2]由[Vg、L、C1]通過耦合電感的初級側充電。[C3]和[C4]由儲存在[Lm]中的能量通過[Vg]、[L]、[C1]、[NS]、VD2和VD3充電。[RL]仍由[CO]充電。聯立式（1）～式（4）及式（7）～式（12），可解出：

[VC1=D1-DVg] （14）

[VC2=11-DVg] （15）

[VC3=1+D（1+kn）1-DVg] （16）

[VC4=D（1+kn）1-DVg] （17）

[VO=2+kn+D（1+kn）1-DVg] （18）

所提變換器的電壓增益為：

[M=VOVg=2+kn+D（1+kn）1-D] （19）

通常一個合格的變壓器，其耦合系數不小于0.95。因此，耦合系數[k]分別取值1.00、0.98、0.95，電壓增益與占空比的關系曲線如圖4所示。從圖4可看出，不同耦合系數下的電壓增益曲線比較接近。所以，耦合電感的漏感對所提變換器的電壓增益影響較小。在CCM下，假設變壓器為理想變壓器，即耦合系數[k=1.00]，所提變換器的電壓增益[B]可進一步化簡為：

[B=VOVg=2+n+D（1+n）1-D] （20）

2 變換器對比分析

變換器的幾個關鍵參數列于表1。當所有變換器的匝數比為[n=2]時，電壓增益[B]、歸一化開關電壓應力和歸一化輸出二極管電壓應力分別如圖5～圖7所示。雖然文獻［22，24］中的變換器的元件數量少于本文所提出的變換器，但其電壓增益小于所提變換器。文獻［22］不僅電壓增益遠低于所提變換器，其開關管電壓應力和輸出二極管電壓應力還遠大于所對比的所有變換器。文獻［20-21］中的器件數量與所提變換器相同，但電壓增益較低，此外歸一化開關管電壓應力和歸一化輸出二極管電壓應力都高于所提變換器。文獻［23］中的元件數量多于所提變換器，然而電壓增益卻更低，歸一化開關電壓應力和歸一化輸出二極管電壓應力更高。此外，文獻［23-24］中的輸入電流是不連續(xù)的。為了避免損壞直流電源，需要一個額外的LC濾波器，不僅可降低變換器的功率密度，還可提高系統的造價成本。

電感紋波電流或磁通密度變化量越大其功率損耗越大。本文所提變換器與文獻［20-22］中的拓撲結構都有一個輸入電壓[Vg]與電感串聯。因此，這些變換器的輸入電流是連續(xù)的。假設輸入電壓[Vg]、電壓增益[B]和負載電阻[RL]相同，平均輸入電流也相同。然而，輸入電流的紋波或磁通密度變化量不同。輸入電感電流紋波[ΔiL]和磁通密度變化量[ΔB]為：

[ΔiL=VLLDTS] （21）

[ΔB=μNlΔi=μNl·VLLDTS=μNl·VLμAeN2lDTS=VLNAeDTS] （22）

式中：[VL]——電感[L]在開關管導通時的電壓，V；[N]——電感的匝數；[Ae]——電感磁芯的有效橫截面積，mm2。

從式（21）和式（22）可看出，電感電流紋波和磁通密度變化量與占空比[D]成正比（其中下標1代表本文所提變換器，2～5依次為文獻［20，21，23，24］所提變換器），[D]是電壓增益[B]的因變量，因此[D]可由B表示：

[D1=B-2-nB+1+n， D2=B-1-2nB+1-n， D3=B-2-nB+1，D4=B-1-nB， D5=B-1B+1+n] （23）

假設這5個變換器的電感電壓應力與輸入電壓[Vg]相同。將式（23）代入式（21）或式（22），可解出歸一化的電感電流紋波或磁通密度變化量。當設所有變換器的匝數比[n=0.2]時，電感電流紋波或磁通密度變化量的曲線如圖8所示。從圖8可看出，在高電壓增益下，本文所提變換器的歸一化電感電流紋波或磁通密度變化量最小。

文獻［24］額外添加LC濾波器時，其所需的器件數量與本文所提出的變換器的器件數量一致，均為12個。雖然本文所提變換器在電壓增益、開關管電壓應力、輸出二極管電壓應力方面與文獻［24］相比無明顯優(yōu)勢，但其電感電流紋波遠小于文獻［24］，優(yōu)勢較為明顯。在電壓增益、開關管電壓應力、輸出二極管電壓應力等3個方面具有小優(yōu)勢的基礎上，再加上電感電流紋波方面的較大優(yōu)勢，可得出本文所提變換器在整體性能上相對于文獻［24］具有可觀的優(yōu)勢。

3 實驗驗證與分析

為驗證所提出變換器的性能，在實驗室里制作160 W的實驗樣機，實驗平臺如圖9所示。相關實驗參數列于表2。

從圖10a可得，當輸入電壓為23.6 V時，實際輸出電壓為400 V。實際電壓增益為16.94。而當[n=2，D=0.65]時，理論上的電壓增益是17。這種現象是由器件的寄生參數造成的。[C1]和[C2]的電壓值為45和65 V。圖10b中，[C3]和[C4]的電壓值為203、140 V。此外，由于電壓鉗位電路的存在，開關管關斷的電壓尖峰小。圖10c中，二極管的工作狀態(tài)與理論分析相同。圖10d中初級和次級耦合電感電壓滿足匝數比[n=2]。由圖10e可看出，電感[L]的電流連續(xù)，電流最大值為8 A，最小值為6.6 A，電流紋波為1.4 A。圖11為功率分析儀測量數據。從圖11可看出，此時輸入電壓為23.512 V，輸入電流為7.4295 A，輸入功率為174.5 W，輸出電壓為406.788 V，輸出電流為0.4102 A，輸出功率為166.9 W，效率為95.625%。輸入電源顯示輸入電流為7.3 A，輸入電壓為23.8 V，這與功率分析儀中的輸入電壓電流示數略有偏，其主要原因是輸入電源顯示的精度不高。最終的實驗輸入電壓、輸入電流值以功率分析儀測得數據為準。

4 結 論

針對傳統Boost升壓能力弱的問題，本文提出一種新型非隔離高升壓DC-DC變換器。該變換器能為光伏或燃料電池等需要高升壓應用場合提供技術支撐。通過理論分析和實驗驗證了所提變換器具有如下優(yōu)點：

1）高電壓增益，開關管和輸出二極管的電壓應力低；

2）輸入電流連續(xù)，電流紋波??；

3）開關管具備電壓鉗位電路，有助于提高效率和延長開關管使用壽命。

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NOVEL NON-ISOLATED HIGH BOOST DC-DC CONVERTER

Zhou Xiaoyan1，Quan Limin1，Li Haibin2，Zhang Min1

（1. School of Information and Control Engineering， Qingdao University of Technology， Qingdao 266520， China；

2. College of Electrical Engineering and Automation， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：To address the problem of insufficient boost capability of the conventional Boost converter， this paper proposes a novel non-isolated boost DC-DC converter， which features high voltage gain， continuous input current， low voltage stress on the switch and diodes， and high efficiency. By introducing coupled inductors in the circuit， the circuit can operate at a proper duty cycle D while maintaining the voltage gain by adjusting the turn ratio. The paper begins with an analysis of the operating state of the proposed converter. Then the voltage and current stresses of the components are deduced. Furthermore， to highlight the performance advantages of the proposed converter， it is compared with other topologies. Finally， the feasibility and effectiveness of the proposed converter are verified by an experimental prototype fabricated in the laboratory.

Keywords：photovoltaic effects； DC-DC converters； coupled circuits； efficiency； losses； transformer windings