摘要：隨著電動叉車在多個行業(yè)的廣泛應用，探索叉車高效靈活的充電方式尤為重要，無線充電方式成為主要研究熱點。文中基于半橋諧振型電感耦合式無線電能傳輸系統(tǒng)，在不改變其原有電路拓撲的基礎上，提出了一種變頻功率控制策略，解決無線充電過程中功率控制的難題。為驗證所提出的控制策略的準確性，搭建仿真與實驗平臺，驗證并實現(xiàn)了無線充電系統(tǒng)在10 cm范圍內(nèi)0～2.1 kW功率的精準輸出調(diào)節(jié)。

關(guān)鍵詞：電動叉車；無線充電；功率控制；控制策略

Wireless Charging Control for Electric Forklifts Based on Half-Bridge Resonant Topology

ZHANG Shaohuang

（ Zhangzhou Branch of Fujian Special Equipment Inspection and Research Institute， Zhangzhou 363000， Fujian， China）

Abstract： With the widespread application of electric forklifts， exploring efficient and flexible charging methods for them has become particularly important， with wireless emerging as a major research hotspot. This paper presents and analyses the power control for a half bridge resonant inductive coupling power transfer to solve the problem of power control in wireless charging process without changing the topology. The theoretical results are verified experimentally， using a prototype of 0～ 2.1 kW inductive wireless power transfer system.

Key Words： Electric forklifts; Wireless charging; Switching power supply; Control strategy

0引言

隨著電動叉車普及率逐步提升，探索研制叉車高效靈活的充電方式成為主要熱點。當前，電動叉車主要采用有線充電，其過程需確保電源與車輛控制電路的安全隔離，并配置定向防護接插器以防止誤操作[1]。然而，現(xiàn)有的人工或機械分離充電方式不僅操作繁瑣，還因頻繁插拔增加接口磨損，易引發(fā)接觸電阻增大、過熱乃至火災風險[2]。因此，探索叉車的無線充電技術(shù)成為迫切需求，旨在消除插拔風險，顯著提升充電安全性與便利性。

無線能量傳輸作為無線充電技術(shù)的核心，有電容耦合式、電感耦合式、輻射式三種傳輸方式，當前可實現(xiàn)高達200 kW的高效傳輸[3]。文中根據(jù)電動叉車充電實際需求，選擇受環(huán)境影響小、可近距離大功率實現(xiàn)無限能量傳輸?shù)碾姼兴神詈夏Ｐ停撃Ｐ凸ぷ髟砜驁D如圖1所示。

圖1 " "電感耦合式無線能量傳輸基本框圖

系統(tǒng)發(fā)射端先將電網(wǎng)工頻電壓整流濾波為直流電壓，再利用逆變電路將直流電壓逆變?yōu)楦哳l電壓作為系統(tǒng)激勵源接至諧振器，通過LC振蕩將高頻電壓源振蕩為正弦電流信號，諧振線圈為開放式電感將電流以磁場能的方式把初級能量傳送至接收端，為負載供電。

因負載所需功率變化，是直接通過諧振線圈以互感方式反射至初級，所以發(fā)送端需對傳送功率進行相應的控制。D.Budgett等利用調(diào)節(jié)逆變器前端直流電壓激勵源的大小來達到功率的調(diào)整[4]。F.F.Van der Pijl等利用定量控制的方法調(diào)節(jié)發(fā)射端的工作狀態(tài)實現(xiàn)功率大小的調(diào)節(jié)[5]。B.Wang提出了一種推挽式并聯(lián)諧振拓撲的功率控制方式，當開關(guān)管頻率低于諧振頻率，則能量輸入產(chǎn)生間斷，開關(guān)頻率越低則能量間斷時間越長，在整個諧振周期內(nèi)功率輸出越小，從而達到輸出功率的控制[6]。上述方法均能實現(xiàn)能量控制，但需改變電路拓撲或控制方式復雜。文中在不改變原拓撲的基礎上提出一種基于半橋諧振逆變拓撲無線能量傳輸?shù)目刂撇呗裕究刂撇呗钥梢詫崿F(xiàn)輸出功率從0至最大設計功率的調(diào)節(jié)。

1半橋諧振式無線能量傳輸控制策略

圖2所示為半橋諧振基本機構(gòu)，電網(wǎng)電壓經(jīng)過全橋整流濾波轉(zhuǎn)化為直流并作為由S1、S2構(gòu)成半橋逆變的輸入端，半橋逆變利用S1、S2的交替導通將直流電壓逆變?yōu)楦哳l交流接至發(fā)射電感線圈L1，電感線圈產(chǎn)生高頻磁場，將電能以磁場能的方式傳送至無線能量傳輸系統(tǒng)的接收端。

由于系統(tǒng)存在開關(guān)管、二極管、線圈等非線性元器件及周邊交變的電磁場環(huán)境，其工作狀態(tài)存有較多非線性行為，對于電路的具體理論分析較為復雜。目前主要分析方法有基于電路原理的數(shù)學模型和描述功率傳遞模耦合理論[2]。模耦合理論主要從能量消耗以及散失角度上來描述無線能量的交換過程，而控制策略上往往需要更加具體的電路模態(tài)分析，因此文中主要從電路原理的數(shù)學模型對半橋諧振進行簡化處理。在無線能量傳輸系統(tǒng)中，系統(tǒng)能量的傳遞主要依靠發(fā)射線圈與接收線圈之間的互感進行交互，將其以互感方式表達，簡化如圖3所示。

基于上面的簡化電路模型，分析作如下假設：

1）開關(guān)管導通電壓為0，導通電阻為0；

2）忽略開關(guān)管損耗；

3）諧振電感上無分布電容且忽略諧振電感電阻；

4）諧振電容上無寄生電感；

5）各元器件參數(shù)不隨溫度參數(shù)影響。

其工作模態(tài)主要可分為以下幾部分：

模態(tài)0 [t0～t1]：S1導通，S2斷開，此時S1零電壓導通，電網(wǎng)電壓經(jīng)全橋整流濾波后經(jīng)開關(guān)管S1向諧振電感線圈L1注入能量，直流電壓源、S1、電感L1、電容C構(gòu)成回路，電感L1與電容C發(fā)生二階振蕩；

模態(tài)1 [t1～t2]：S1斷開，S2斷開，S1斷開瞬間與S2并聯(lián)的二極管D2續(xù)流導通，電感L1通過二極管D2對電容C充電，D2的導通為下一個模態(tài)開關(guān)管S2零電壓導通提供條件；

模態(tài)2 [t2～t3]：S1斷開，S2導通，S2零電壓導通，此時無激勵源工作，電感L1與電容C發(fā)生二階自由振蕩；

模態(tài)3 [t3～t4]：S1斷開，S2斷開，S2斷開瞬間與S1并聯(lián)的二極管D1續(xù)流導通，電感L1通過二極管D1對電容C反向充電，D1的導通為下一個模態(tài)開關(guān)管S1零電壓導通提供條件。

針對系統(tǒng)簡化圖3，具體電路分析如下：

對于能量發(fā)射端及能量接收端，根據(jù)基爾霍夫電壓定律：

（1）

（2）

其中L1、L2分別為初級和次級諧振電感，R1、R2分別為初級次級諧振電感內(nèi)阻，為激勵電壓源U的角頻率，M為初級與次級之間互感。

由公式（1）及公式（2）化簡可得：

（3）

則輸入功率為：

（4）

其中半橋的前半周期與后半周期為對稱過程，采用對稱控制的方法，一方面可以防止諧振線圈發(fā)生偏磁現(xiàn)象，另一方面可以保證上下開關(guān)管工作狀態(tài)一致具有相同的器件利用率，延長系統(tǒng)使用壽命。

由模態(tài)分析的過程可知，t0～t1時間為能量注入的前半周期，t2～t3為能量注入的后半周期，當時，系統(tǒng)的等效阻抗為純阻性，電感互感及電容組成的等效阻抗為0，此時功率為最大值輸出，稱為全功率模式[2]。而只有當t0～t1時間小于諧振周期的一半時對應二極管D1、D2可續(xù)流，即可實現(xiàn)兩個開關(guān)管的零電壓導通，因此本控制策略也是基于此條件下實現(xiàn)。

由公式（4）可知功率與上下開關(guān)管導通時間及工作周期相關(guān)，文中基于對稱的控制方法，通過控制工作周期T及開關(guān)管導通t0～t1=t2～t3時間，達到功率控制目的。由于死區(qū)時間遠小于能量注入時間，可忽略，因此可簡化成上下管導通比為50%的互補的PWM。當t0～t1減小即增大時功率P也減小，通過減小PWM的周期可降低功率輸出，以下通過對比全功率模式圖5（a）及小功率模式圖5（b）進一步闡述本控制策略：

圖5中（a）與（b）上圖為諧振電感L1電流波形IL，中圖為S1驅(qū)動電壓波形PWM，下圖為電容C電壓波形Uc；

當[t0～t1]時，全功率模式時間（-）為諧振周期一半，諧振電感L1與C發(fā)生二階振蕩，在前（-）時間內(nèi)，電感電流IL由0增加至最大值，電容電壓由最大值減小為0，電容C能量向電感遷移，在后（-）時間內(nèi)，電感電流IL由最大值減少至0，電容電壓Uc由0增加至最大值，電感能量向電容C遷移，在整個[t0～t1]內(nèi)電源為諧振注入能量；對于小功率模式下，在進入模態(tài)0之前電感L還殘留一部分能量IL不為0，這是由于小功率切換頻率較快導致，電感L先將能量通過二階振蕩轉(zhuǎn)移至電容C，之后電容C對電感L充電，使IL由0開始正向增加，其特征與二階振蕩一致，與全功率模式不同的是此時開關(guān)切換速度較快。電感電流未完成半個周期的諧振狀態(tài)，即進入下一模態(tài)，電感電流此時為正，從圖5（a）和圖5（b）的對比可以得知，全功率模式下流經(jīng)電感的電流IL有效值大于小功率模式，且小功率模式下隨著-的增大，IL的有效值越大；

當[t1～t2]時，此模態(tài)下時間極短，為防止電源短路，給S2提供0電壓導通條件，全功率模式下在t1瞬間IL接近但不為0，此時D2才可續(xù)流導通，小功率模式下與全功率一致；

[t2～t3]和[t3～t4]階段，與[t0～t1]及[t1～t2]對稱的過程，不再贅述。

其中小功率的模式周期為全功率模式1/2，由于系統(tǒng)中諧振電感L和電容C上能量無硬切換，主要以無功形式儲存無能量損耗，因此也可以用電感電流IL的有效值來表示輸出功率。開關(guān)管PWM切換頻率越大，IL對應有效值越小，輸出功率越小。

文中控制方法可以綜述為利用控制開關(guān)管的導通時間實現(xiàn)能量的控制，主要具備以下特征：

1）控制上管與下管交替導通，為互補的兩個PWM對開關(guān)管進行驅(qū)動，導通時間相等接近50%。

2）上管與下管導通時間小于諧振周期的一半，以保證開關(guān)管的0電壓關(guān)斷。

3）在開關(guān)管性能參數(shù)允許下，上下開關(guān)管開關(guān)頻率由最大減小至最大功率對應開關(guān)頻率（LC諧振頻率），實現(xiàn)功率從最小至最大的無極控制。

2 仿真與實驗驗證

2.1 電路仿真

通過上述分析，文中采用saber2007仿真軟件進行無線能量傳輸系統(tǒng)的仿真，仿真電路如圖2所示，具體仿真參數(shù)如表1所示，為簡化功能去除PID等功率控制環(huán)節(jié)直接人工匹配相應PWM，實現(xiàn)相應功率下的輸出。

圖6為各個頻率下的仿真波形，上圖波形為輸出負載電阻兩端電壓波形，直接反應能量接收端輸出功率的大小；中圖波形為半橋諧振變換器上管驅(qū)動電壓波形；下圖為初級電感電流波形，直接反應能量發(fā)射端輸出功率變化情況。其中圖6（a）、（b）、（c）分別代表開關(guān)管驅(qū)動頻率為12.5、10.5、10kHz下的仿真波形圖。圖6（d）為全功率模式下的仿真波形對應開關(guān)管驅(qū)動頻率為9.5kHz。當控制開關(guān)管的驅(qū)動電壓頻率越高，輸出電阻電壓波形越大輸出電壓就越高。驗證此控制策略的正確性。

2.2實驗裝置及結(jié)果分析

針對電動叉車的無線充電需求，以圖2為電路模型設計并搭建了一套基于半橋諧振型電感耦合式無線傳輸技術(shù)的實驗裝置，裝置將220V交流電壓作為輸入源，利用鎢絲燈作為負載以模擬電動叉車無線充電時的能量消耗，實驗裝置如圖7所示。具體元器件的參數(shù)與仿真電路參數(shù)一致，如表1所述。單片機直接產(chǎn)生PWM信號驅(qū)動IGBT驅(qū)動模塊，實現(xiàn)電路的工作，其中能量發(fā)射電感線圈與能量接收電感傳輸距離為10cm，全功率模式下可實驗2.1kW功率傳輸。不同開關(guān)頻率下的實驗波形如圖8所示。

圖8中不同頻率下的實驗波形與圖6中不同頻率下的仿真波形一一對應，分別代表12.5、10.5、10kHz及全功率模式下9.5kHz開關(guān)頻率下的變化趨勢圖。由仿真及實驗圖可知，通過控制開關(guān)管PWM的切換頻率可以實現(xiàn)功率的調(diào)節(jié)，其具體工作過程與模態(tài)分析基本一致。

3結(jié)論

文中提出應用于電動叉車無線充電中基于半橋諧振拓撲的無線能量傳輸?shù)墓β士刂撇呗裕ㄟ^控制半橋諧振逆變拓撲中開關(guān)管通斷頻率實現(xiàn)功率的控制，其本質(zhì)是控制輸入平均電流從而達到輸出功率的大小。無需在發(fā)射及接收端增加額外元件使設備體積增大，具有能量調(diào)節(jié)方式簡單、便捷等優(yōu)點，并利用仿真和實現(xiàn)驗證了此功率控制策略的可行性。

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