摘 要：提出一種新型不對(duì)稱的雙向多電平逆變器，通過10個(gè)開關(guān)器件以及4個(gè)直流電壓源在輸出端產(chǎn)生17個(gè)電平，用較少的開關(guān)數(shù)量得到較多的電平，有利于提高電壓波形質(zhì)量，降低開關(guān)損耗。與其他同類型逆變器相比，在輸出相同電平數(shù)下，該拓?fù)溟_關(guān)電壓應(yīng)力更低，更具有優(yōu)勢(shì)，降低了逆變器成本。最后用Matlab對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真，搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，所得結(jié)果驗(yàn)證了所提拓?fù)浼罢{(diào)制策略在理論上的正確性。

關(guān)鍵詞：逆變器；電力電子；電壓應(yīng)力；調(diào)制策略

中國分類號(hào)：TM464 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

高效節(jié)能的可持續(xù)發(fā)展道路一直是中國發(fā)展的重要主題。而多電平逆變器（multilevel inverters， MLI）因產(chǎn)生電平數(shù)多，降低了波形的總諧波畸變率，提高了輸出電能的質(zhì)量，被廣泛運(yùn)用到可再生能源系統(tǒng)、靜態(tài)無功補(bǔ)償、電機(jī)驅(qū)動(dòng)和分布式發(fā)電等領(lǐng)域［1-3］。

多電平逆變器主要包括以下3 種類型：中性點(diǎn)鉗位型［4-6］、飛跨電容型［7-8］和級(jí)聯(lián)H 橋型［9-12］。傳統(tǒng)的中性點(diǎn)鉗位和飛跨電容都存在電容電壓不均衡的問題，如果要使電容電壓達(dá)到平衡則需要復(fù)雜的調(diào)制策略和控制算法來實(shí)現(xiàn)，且還有一個(gè)很大的缺點(diǎn)是隨著電平數(shù)的增加，鉗位器件和電容數(shù)也隨之增加，增加了電路的成本。級(jí)聯(lián)H 橋無鉗位電容的存在，不會(huì)產(chǎn)生與電容有關(guān)的問題，其結(jié)構(gòu)也簡單，但直流電源數(shù)隨電平的上升而增加，直接增加了逆變器的成本和開關(guān)損耗。自過去十年以來，已提出幾種先進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這些拓?fù)浯蠖鄶?shù)都是為消除或減輕經(jīng)典拓?fù)渲械娜秉c(diǎn)而開發(fā)的。文獻(xiàn)［13］在傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)H 橋逆變器的基礎(chǔ)上提出一種不對(duì)稱型多電平逆變器拓?fù)洌鋬?yōu)勢(shì)在于僅用較少的開關(guān)器件即可得到較高的電壓數(shù)輸出，但其在交流側(cè)向直流側(cè)回饋能量時(shí)會(huì)出現(xiàn)電壓尖峰。文獻(xiàn)［14］中提出一種直流電壓比1∶1∶2∶2十開關(guān)十三電平輸出逆變器，文獻(xiàn)［15］在文獻(xiàn)［14］的基礎(chǔ)上提出一種直流電壓比1∶1∶3∶3 的逆變器，雖然電平數(shù)提高了，但增加一個(gè)雙向開關(guān)，雙向開關(guān)管的存在增加了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，進(jìn)而增加了逆變器的成本。

基于以上研究，本文為實(shí)現(xiàn)提高逆變器的電平數(shù)以及相應(yīng)地減少開關(guān)器件數(shù)及減小電壓應(yīng)力提出一種新型不對(duì)稱型逆變器。其由4 個(gè)直流電源和10 個(gè)絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）組成，用較少的開關(guān)器件輸出十七電平脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）波。本文所提的拓?fù)淇稍谳^低的工作頻率下運(yùn)行，熱損耗有效降低，提高了逆變器的運(yùn)行效率。與其他同類型逆變器相比，在輸出相同電平數(shù)下，該拓?fù)溟_關(guān)電壓應(yīng)力更低，更具有優(yōu)勢(shì)，降低了逆變器成本。

1 多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 為所提逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其包括10 個(gè)單向開關(guān)（電壓單向，電流可通過其反并聯(lián)二極管雙向流通）以及4 個(gè)直流電壓源。2 個(gè)幅值為Vdc 的直流電壓源連接到所提拓?fù)涞淖髠?cè)，2 個(gè)幅值為3Vdc 的直流電源連接到所提拓?fù)涞挠覀?cè)。該組合能在負(fù)載上生成17 個(gè)電平。所提出的拓?fù)淇煞譃? 個(gè)部分，即單元1 和單元2。單元1 由開關(guān)對(duì)（S1、S2）、（S5、S6）和（S9、S10）組成。單元2 由開關(guān)對(duì)（S3，S4）和（S7，S8）組成。所有這些開關(guān)對(duì)以互補(bǔ)的方式操作，以避免不同直流電壓源短路，同時(shí)也降低了調(diào)制難度。開關(guān)對(duì)（S1，S2）和（S3，S4）在低電壓環(huán)境下工作，它們可工作在高頻狀態(tài)，其他開關(guān)管工作在高電壓環(huán)境，因此在低頻或基頻下工作。基于以上幾點(diǎn)表述，表1 給出了最佳開關(guān)狀態(tài)。

本文電源電壓比為Vdc∶Vdc∶3Vdc∶3Vdc=1∶1∶3∶3，通過控制不同開關(guān)管的通斷可在負(fù)載實(shí)現(xiàn)0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc、±4Vdc、±5Vdc、±6Vdc、±7Vdc、±8Vdc，十七電平輸出。其工作模態(tài)如圖2所示，逆變器開關(guān)狀態(tài)如表1 所示。因?yàn)樗须娖蕉际遣煌娫凑喁B加而成，不存在相減的情況，所以輸出電平不會(huì)出現(xiàn)倒灌現(xiàn)象。

1.2 電壓應(yīng)力分析

較低的電壓應(yīng)力可增加開關(guān)器件的使用壽命，降低拓?fù)涞某杀?。電壓總?yīng)力（total standing voltage，TSV）可定義為每個(gè)開關(guān)上的最大阻斷電壓的總和：

式中：VTSV——開關(guān)總電壓應(yīng)力；Vsi——開關(guān)i 兩端的電壓，V。

圖2 顯示了各開關(guān)的電壓應(yīng)力，以圖2a 為例，顯示了負(fù)載兩端電壓為零時(shí)拓?fù)涞拈_關(guān)狀態(tài)。在這種情況下，開關(guān)S1兩端的電壓應(yīng)力，即Vs1 可計(jì)算為：

Vs1 =Vdc +Vdc =2Vdc （2）

此外，一對(duì)開關(guān)兩端的電壓應(yīng)力將保持不變，開關(guān)S2 兩

端的電壓應(yīng)力將具有與S1 相同的大小，即：

Vs1 =Vs2 =2Vdc （3）

類似的，其他開關(guān)兩端的電壓應(yīng)力為：

Vs3 =Vs4 =Vdc （4）

Vs5 =Vs6 =4Vdc （5）

Vs7 =Vs8 =3Vdc （6）

Vs9 =Vs10 =6Vdc （7）

根據(jù)式（1）可知總電壓應(yīng)力VTSV 為：

VTSV =2（Vs1 +Vs3 +Vs5 +Vs7 +Vs9 ）=32Vdc （8）

2 逆變器調(diào)制策略與拓?fù)鋵?duì)比

2.1 逆變器調(diào)制策略分析

針對(duì)多電平逆變器有多種調(diào)制方法，但諧波含量最少原則法是所提拓?fù)湔{(diào)制方法的首選，因?yàn)樵撜{(diào)制方法在半周期內(nèi)具有較低的轉(zhuǎn)換次數(shù)，可忽略開關(guān)損耗。

根據(jù)諧波含量最少原則法，其原理如圖3 所示，要先確定正弦波與每階電平相交時(shí)的角度θA～θG，其計(jì)算方式為：

8sinθX =m，m =1，2，…，7；X =A，…，G （9）

θX =arcsin（ m／8）（10）

式中：θX——角度θA～ θG；m——階梯波的每階電平數(shù)。

然后利用面積等效法計(jì)算得到階梯波電壓電平變化時(shí)刻的角度θ1～θ8，即脈沖信號(hào)觸發(fā)角度。面積等效原理如圖4，其中θa 和θb 即θA～θG 中的任意兩個(gè)值。則θ 可由式（11）、式（12）計(jì)算得到。

式中：n——逆變器輸出最大電壓電平。

將n =8 以及θA～θG 代入式（12）可求出本文逆變器IGBT觸發(fā)脈沖角度：θ1=4.100°，θ2=11.215°，θ3=18.350°，θ4=26.559°，θ5=34.817°，θ6=44.138°，θ7=54.456°，θ8=71.216°。

2.2 逆變器功率分析

設(shè)直流輸入電源從左到右Vdc1、Vdc2、Vdc3、Vdc4 的電壓為E、E、3E、3E，在一個(gè)周期內(nèi)4 個(gè)直流源輸出電壓如圖5，直流電壓源輸出電壓為Vdc1、Vdc2、Vdc3、Vdc4，輸出功率為Pdc1、Pdc2、Pdc3、Pdc4，負(fù)載輸出電流為i0，輸出電壓為v0。

忽略逆變器開關(guān)管和二極管的功率損耗。負(fù)載電壓由4個(gè)直流電源電壓串聯(lián)疊加而成，4 個(gè)直流電源的輸出功率之和為負(fù)載吸收功率。所以負(fù)載在一個(gè)周期內(nèi)負(fù)載吸收功率為：

P0 =Pdc1 +Pdc2 +Pdc3 +Pdc4 （17）

2.3 逆變器損耗分析

逆變器的功耗是逆變器設(shè)計(jì)需考慮的一個(gè)重要方面。

逆變器的熱損耗與功率半導(dǎo)體器件（即開關(guān)管和二極管）有關(guān)，通常開關(guān)損耗（Psw）（即開通損耗和關(guān)斷損耗）和導(dǎo)通損耗（Pc）起主要作用。因此在功率損耗分析中主要考慮開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。導(dǎo)通損耗的大小主要取決于導(dǎo)通狀態(tài)電壓降及其等效電阻。開關(guān)管及其反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通損耗計(jì)算公式分別如式（18）和式（19）所示。

2.4 逆變器拓?fù)鋵?duì)比分析

為了突出所提逆變器的性能，選取近幾年提出的優(yōu)秀逆變器，在同樣輸出十七電平情況下在開關(guān)管數(shù)量、電源數(shù)量、二極管數(shù)量以及開關(guān)管電壓總應(yīng)力方面進(jìn)行比較分析，如表2 所示。

從表2 可看出，本文所提拓?fù)湓陂_關(guān)管數(shù)量以及電壓應(yīng)力上更具有優(yōu)勢(shì)，用較少的開關(guān)管輸出電壓應(yīng)力更小且更多的電平數(shù)。文獻(xiàn)［15］輸出相同電平數(shù)，但開關(guān)管數(shù)量有所增加，且拓?fù)渲写嬖? 個(gè)雙向開關(guān)管，不僅增加了開關(guān)數(shù)量，也導(dǎo)致開關(guān)管的電壓應(yīng)力較高。文獻(xiàn)［16］是傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)H 橋逆變器拓?fù)洌撏負(fù)湟蚱湟子跀U(kuò)展而得以廣泛應(yīng)用，相比而言本文所提拓?fù)湓谳敵鍪唠娖綍r(shí)使用的開關(guān)器件更少，且電壓應(yīng)力要低得多。文獻(xiàn)［1］使用更少的開關(guān)管但多了4 個(gè)二極管，在輸出相同電平數(shù)時(shí)電壓應(yīng)力也較低，但帶二極管的逆變器有一個(gè)較大的缺點(diǎn)，一般調(diào)制下，其輸出電壓在阻感性負(fù)載時(shí)易出現(xiàn)能量回饋問題，導(dǎo)致輸出電壓中有尖峰存在。

3 仿真分析

在Matlab2018b/Simulink 中搭建基于本文所提拓?fù)涞氖唠娖侥孀兤鞣抡婺Ｐ?，以?yàn)證該拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略在理論上的正確性。在仿真電路中各項(xiàng)參數(shù)設(shè)置見表3。

圖6 為本文逆變器仿真結(jié)果。圖6a 為在純電阻負(fù)載情況下，逆變器輸出的電壓電流波形，其電壓和電流均為十七電平的PWM 波。圖6b 為在阻感性負(fù)載情況下，逆變器輸出的電壓電流波形，電壓為十七電平的階梯波，而電流在電感濾波作用下輸出的波形更接近正弦，且相位滯后電壓相位，從而說明在阻感性負(fù)載應(yīng)用場(chǎng)合該逆變器也可很好地運(yùn)行。圖7 為逆變器輸出電壓頻譜，基波幅值為79.74 V，總諧波失真（total harmonic distortion，THD）為5.00%，其THD 值比傳統(tǒng)PWM 調(diào)制小。

圖8 表示開關(guān)S1、S3、S5、S7、S9 兩端在一個(gè)周期內(nèi)的電壓應(yīng)力，其幅值分別為24、12、48、36 和72 V，總電壓應(yīng)力為384 V，結(jié)果與電壓應(yīng)力理論分析結(jié)果一致，該仿真結(jié)果驗(yàn)證了電壓應(yīng)力分析的正確性。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為驗(yàn)證本文所提逆變器拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略，本文構(gòu)建一套所提新拓?fù)淠孀兤鞯膶?shí)驗(yàn)平臺(tái)加以實(shí)驗(yàn)證明，如圖9，該逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)主電路通過DSP+FPGA 進(jìn)行控制，所用IGBT 型號(hào)為IXGH12N60B。本次實(shí)驗(yàn)各項(xiàng)具體參數(shù)如表4所示。

圖10 為穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)輸出電壓、電流及電壓快速傅里葉變換（fast Fourier transform，F(xiàn)FT）波形圖。圖10a 為逆變器帶純電阻負(fù)載運(yùn)行時(shí)的輸出波形，電壓和電流均為十七電平的PWM波，電壓有較低的諧波存在。圖10b 為逆變器帶電阻電感負(fù)載時(shí)輸出波形，電壓波形為十七電平PWM，輸出電流在電感濾波作用下輸出為較為光滑的正弦波。在空載條件下輸出電壓保持不變，但無電流輸出，如圖10c。比較仿真結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果均驗(yàn)證了本文拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略在理論上的正確性。

圖11 表示各開關(guān)管電壓應(yīng)力，US1、US3、US5、US7、US9分別為24、12、48、36、72 V，其值與理論分析一致更加驗(yàn)證了電壓應(yīng)力分析的正確性。

圖12 為負(fù)載變化時(shí)輸出電壓電流變化圖。阻性負(fù)載突變到阻感性負(fù)載時(shí)電壓波形保持不變，輸出電流則由階梯波變?yōu)檩^為光滑的正弦波，當(dāng)負(fù)載由阻感性負(fù)載轉(zhuǎn)變阻性負(fù)載時(shí)電壓波形不變，電流波形由正弦波變?yōu)殡A梯波，且相應(yīng)速度都較快。在負(fù)載發(fā)生變化時(shí)可繼續(xù)工作。

5 結(jié) 論

1）提出一種新型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用4 個(gè)不對(duì)稱直流電壓源和10 個(gè)開關(guān)，實(shí)現(xiàn)了17 電平輸出。雖然在所提出的拓?fù)渲袨槟孀兤麟娐饭╇姷闹绷麟妷涸词切铍姵?，但其可用任何可再生能源直流電源來代替?/p>

2）對(duì)比近幾年幾種優(yōu)秀拓?fù)?，本文所提拓?fù)涞男阅軆?yōu)于文獻(xiàn)中提出的大多數(shù)拓?fù)?，在開關(guān)管數(shù)量上以及電壓應(yīng)力上更具有優(yōu)勢(shì)，用較少的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)電壓應(yīng)力更小且更多的電平數(shù)輸出。

3）最后用Matlab 對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真，搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其調(diào)制策略在理論上的正確性。

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基金項(xiàng)目：國家自然科學(xué)基金（51567009）