摘 要:針對光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中可實(shí)現(xiàn)雙向功率流的單級式高頻隔離逆變器,提出一種調(diào)制方法,結(jié)合電壓鉗位技術(shù),解決了傳統(tǒng)高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器變壓器二次側(cè)的電壓尖峰和振蕩問題。該逆變器為兩級功率變換,對其工作過程及原理進(jìn)行詳細(xì)分析,建立等效電路模型,并推導(dǎo)出該逆變器的數(shù)學(xué)模型。為彌補(bǔ)傳統(tǒng)多諧振控制器的不足,研究一種針對單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器的相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器,在單級式結(jié)構(gòu)中完成最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)和對并網(wǎng)電流的精確控制。最后對所提高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器的調(diào)制方法及其控制策略進(jìn)行實(shí)驗驗證。
關(guān)鍵詞:光伏發(fā)電;最大功率點(diǎn)跟蹤;逆變器;單級式;相位補(bǔ)償;多諧振控制
中圖分類號:TM464 文獻(xiàn)標(biāo)志碼:A
0 引 言
在光伏系統(tǒng)中,光伏并網(wǎng)逆變器作為光伏發(fā)電系統(tǒng)的核心,其發(fā)展和控制一直是研究熱點(diǎn)。傳統(tǒng)的兩級式光伏并網(wǎng)逆變器[1-6]是由前級的Boost 電路來提高光伏側(cè)輸出直流電壓,同時實(shí)現(xiàn)最大功率跟蹤(maximum power point tracking,MPPT),而后級的逆變環(huán)節(jié)除了將前級輸出的直流電轉(zhuǎn)換為交流電外,還需完成對并網(wǎng)電流的精確控制,使之與電網(wǎng)電壓同頻同相,且諧波含量符合并網(wǎng)要求。單級式光伏并網(wǎng)逆變器[7-11]只有一個能量轉(zhuǎn)換階段,所以在逆變環(huán)節(jié)需實(shí)現(xiàn)以下2 個功能:1)通過MPPT 算法找到系統(tǒng)的最大功率點(diǎn);2)將太陽電池輸出的直流電逆變?yōu)楣ゎl交流電,同時滿足電網(wǎng)電能質(zhì)量要求,使并網(wǎng)電流諧波含量小于5%。兩級式光伏并網(wǎng)逆變器雖控制靈活,但降低了轉(zhuǎn)換效率。單級式光伏并網(wǎng)逆變器在效率、功率密度和經(jīng)濟(jì)效益方面都優(yōu)于兩級式光伏并網(wǎng)逆變器。
光伏并網(wǎng)逆變器分為隔離型和非隔離型。非隔離型的光伏并網(wǎng)逆變器[12-13]在光伏側(cè)和電網(wǎng)側(cè)之間無電氣隔離,電路中往往存在共模漏電流,損害電能質(zhì)量,同時也不利于人身安全,隔離型光伏并網(wǎng)逆變器[14-15]實(shí)現(xiàn)了光伏側(cè)與電網(wǎng)側(cè)的電氣的隔斷,消除共模漏電流,避免向電網(wǎng)注入直流電,提高了電能質(zhì)量,起到重要的安全目的和人身保護(hù)作用。隔離型光伏并網(wǎng)逆變器一般分為工頻隔離和高頻隔離。由于工頻變壓器體積大、質(zhì)量重、價格昂貴,因此被高頻變壓器日益取代[16]。采用高頻變壓器保證光伏側(cè)與交流側(cè)實(shí)現(xiàn)電氣隔離,同時克服采用工頻變壓器的缺點(diǎn)。
周波變換器型的高頻隔離逆變器[17-21]體積小、質(zhì)量輕、功率密度高,且可實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動,但周波變換器的換流期間會導(dǎo)致濾波電感電流和漏感電流的流動路徑被阻塞,從而引起變壓器副邊出現(xiàn)電壓尖峰問題,有學(xué)者提出在周波變換器切換時加入重疊換流區(qū)[18]來解決這個問題,但在實(shí)際應(yīng)用中,仍發(fā)現(xiàn)變壓器二次側(cè)的電壓會存在電壓尖峰和振蕩現(xiàn)象。雖有學(xué)者提出通過有源鉗位電路技術(shù)[17,19-22],但幾乎未在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中解決周波變換器型高頻隔離逆變器的電壓尖峰和振蕩現(xiàn)象,并同時實(shí)現(xiàn)MPPT 及對并網(wǎng)電流精確控制的研究。
本文提出一種針對光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中單級式高頻隔離逆變器的調(diào)制方法,通過所提調(diào)制方法和電壓鉗位技術(shù)相配合,消除變壓器二次側(cè)的電壓尖峰和振蕩問題。對該逆變器的工作過程進(jìn)行詳細(xì)分析,并建立等效電路及該逆變器的數(shù)學(xué)模型。研究一種針對單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器的相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制策略,不僅能實(shí)現(xiàn)在光照變化時單級逆變系統(tǒng)可快速穩(wěn)定地工作在最大功率點(diǎn),且實(shí)現(xiàn)了對并網(wǎng)電流的精確控制,電流諧波含量低于5%。最后通過基于數(shù)字信號處理器(digital signal processing system,DSP)的實(shí)驗對所提的單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器調(diào)制方法及其控制策略進(jìn)行了驗證。
1 電路拓?fù)浼罢{(diào)制方法
1.1 單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)?/p>
高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。該逆變器采用單級式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),由光伏陣列、全橋逆變器、高頻變壓器、周波變換器、電壓鉗位電路以及濾波電路組成。
其中,Lk 為等效到變壓器一次側(cè)的漏感。太陽電池組件輸出直流電,全橋逆變器將直流電逆變?yōu)楦哳l交流電,經(jīng)過高頻變壓器升壓,周波變換器將高頻交流電轉(zhuǎn)換為工頻交流電,經(jīng)過濾波電路輸出正弦交流電并入電網(wǎng),電壓鉗位電路對二次側(cè)的電壓進(jìn)行鉗位,以此來消除變壓器二次側(cè)的電壓尖峰和振蕩現(xiàn)象。
1.2 調(diào)制方法及電路工作過程
高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器開關(guān)較多,控制也較為復(fù)雜,因此采用一個合理的調(diào)制方法來保證系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地運(yùn)行是至關(guān)重要的。對圖1 所示的電路拓?fù)?,本文提出如圖2 所示的調(diào)制方法,其中ug 為正弦調(diào)制波,uc 為三角載波。變壓器一次側(cè)的開關(guān)管S1~S4 采用全橋移相控制,同一橋臂上下開關(guān)管加入了死區(qū)。為避免在周波變換器S5S6 與S7S8 換流期間出現(xiàn)電壓尖峰現(xiàn)象,在S5S6 與S7S8 之間加入重疊換流區(qū)。同時通過對鉗位電路的調(diào)制,避免周波變換器的開通關(guān)斷引起的電壓尖峰現(xiàn)象以及漏感與二次側(cè)開關(guān)管寄生電容發(fā)生諧振而引起的電壓振蕩現(xiàn)象。
當(dāng)逆變電路處于穩(wěn)定狀態(tài)時,如圖3 所示,在調(diào)制波ug gt;0 時,一次側(cè)全橋逆變電路中S1S2 超前于S3S4,在三角載波上升沿的半個周期內(nèi),整個單級光伏并網(wǎng)高頻隔離逆變系統(tǒng)可分為8 個工作模態(tài)。在該載波周期內(nèi)認(rèn)為電感電流較大且保持不變,假設(shè)的開關(guān)管的寄生電容都為C,具體分析如下:
模態(tài)1(t0—t1):如圖3a 所示,t0 時刻,S4 關(guān)斷,變壓器一次側(cè)漏感電流為S3 的寄生電容放電,為S4 的寄生電容充電,-uAB 等于S4 的寄生電容的電壓,隨著電容的充電,uAB 的幅值開始變大。周波變換器S7S8 支路導(dǎo)通,鉗位電路中Sc2 和Sc4導(dǎo)通,變壓器二次側(cè)電壓uCE 被鉗位至零。
在這個階段,iA gt;0,且iA 與S3、S4 的寄生電容發(fā)生諧振,設(shè)iA 的初始值為I0,變壓器一次側(cè)電壓uAB 及電流iA 可表示為:
模態(tài)2(t1—t2):如圖3b 所示,t1 時刻,S3 的寄生電容上的電壓降為零,S4 的寄生電容上的電壓升到UPV,S3 并聯(lián)的二極管導(dǎo)通,在這個階段,變壓器一次側(cè)漏感Lk 上的電壓等于-UPV,而變壓器一次側(cè)的電流iA gt;0,故此時是向光伏側(cè)回饋能量,iA 迅速衰減。t2 時刻,iA 過零點(diǎn),S2 和S3 的并聯(lián)二極管自然關(guān)斷,此時S2 和S3 均導(dǎo)通。
在這個階段,iA 可表示為:
式中:I1——iA (t) 在t1 處的電流,A。
模態(tài)3(t2—t3):如圖3c 所示,t2 時刻之后,Sc3 開通之前,鉗位電路無流通路徑,由iE 單獨(dú)提供濾波電感的全部電流,這個階段的iA lt;0。如圖3d 所示,t2 時刻之后開通Sc3,Sc2 與Sc3 一起通過鉗位電容CcL 將變壓器二次側(cè)的電壓uCE 鉗位到了-2nUPV。
模態(tài)4(t3—t4):如圖3e 所示,t3 時刻,S2 關(guān)斷,變壓器一次側(cè)的電流iA 開始給S3 的寄生電容充電,同時S1 的寄生電容開始放電。此時鉗位電路無流通路徑,由iE 單獨(dú)提供濾波電感的全部電流。
在這個時間段,iA lt;0,由于Lk 與Lf 串聯(lián)且Lf 較大,故認(rèn)為iA 近似不變,可表示為:
iA (t)≈nIo (4)
式中:Io——濾波電感電流,也為并網(wǎng)電流,A。
模態(tài)5(t4—t5):如圖3f 所示,t4 時刻,S1 的寄生電容電壓降低為零,S1 的并聯(lián)二極管開始導(dǎo)通,在此期間,Sc4 開通,鉗位電路中的Sc2 與Sc4 一起通過鉗位電容CcL 將變壓器二次側(cè)的電壓uCE 鉗位到了零,uAB =uCE =uCD =uDE =0。
模態(tài)6(t5—t6):如圖3g 所示,t5 時刻,S1 開通,變壓器一次側(cè)的電壓與變壓器二次側(cè)的電壓依然為零。
模態(tài)7(t6—t7):如圖3h 所示,t6 時刻,周波變換器S5S6 支路也開始導(dǎo)通,開始與S7S8 支路換流。
模態(tài)8(t7—t8):如圖3i 所示,t7 時刻,周波變換器S7S8 關(guān)斷,此支路所提供的濾波電感電流轉(zhuǎn)移到鉗位電路繼續(xù)提供,故不會發(fā)生由于電流的突然變化而引起的電壓尖峰現(xiàn)象。
t8 時刻,S7S8 關(guān)斷,進(jìn)入三角載波下降沿的半個周期的工作,其工作模態(tài)與上述分析基本相同,在此不再贅述。
2 電路模型
2.1 光伏組件等效模型
光伏組件將太陽能收集起來轉(zhuǎn)化為電能,等效電路如圖4 所示,該等效電路由恒流源P、二極管D、并聯(lián)電阻Rsh 和串聯(lián)電阻Rs 組成。光伏陣列是由多個光伏組件并聯(lián)或串聯(lián)組合起來,通過逆變器將光伏陣列輸出的直流電轉(zhuǎn)化為交流電。在不同太陽輻照度和環(huán)境溫度下,光伏陣列的輸出電壓-電流呈現(xiàn)非線性變化,光伏組件輸出I-U 特征方程為:
G (s)= Uo (s)/Ug (s) = Kpwm/Lf s +r (14)
式中:Lf——濾波電感,H;r——電感內(nèi)阻,Ω。
3 控制策略
單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)最少要實(shí)現(xiàn)2 個功能:一個是能實(shí)現(xiàn)MPPT,一個是實(shí)現(xiàn)對并網(wǎng)電流的精確控制。相對于兩級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器,單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低、效率高等特點(diǎn),但其中的MPPT 和對并網(wǎng)電流的控制均由逆變環(huán)節(jié)來完成。
如圖8 所示,本文研究的單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)為三環(huán)控制結(jié)構(gòu),包括MPPT 功率外環(huán)、直流電壓中環(huán)和并網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)。
3.1 MPPT算法及電壓環(huán)控制策略
單級式最大功率跟蹤的過程,實(shí)際上就是對逆變系統(tǒng)有功輸出的不斷調(diào)整,使光伏陣列始終在最大功率點(diǎn)附近工作。擾動觀察法[23]是實(shí)現(xiàn)MPPT 最常用的自尋優(yōu)方法之一,由于其算法簡單直觀,廣泛應(yīng)用于光伏系統(tǒng)的最大功率跟蹤。其控制流程如圖9 所示。
采用輸入有功功率進(jìn)行MPPT 控制。MPPT 功率外環(huán)的輸出Uref 作為電壓中環(huán)的參考電壓,通過電壓中環(huán)的PI 控制對直流電壓Upv 進(jìn)行調(diào)節(jié)來搜索光伏陣列的最大功率,從而實(shí)現(xiàn)光伏逆變系統(tǒng)的MPPT。PI 控制器的傳遞函數(shù)為:
GPI (s)=Kp + Ki/s (15)
式中:Kp、Ki——PI 控制器的控制增益。
3.2 電流內(nèi)環(huán)控制策略
PI 控制器在對交流信號進(jìn)行跟蹤時需進(jìn)行解耦控制,但在實(shí)際應(yīng)用中易出現(xiàn)解耦不完全的現(xiàn)象,影響系統(tǒng)的控制效果。單相系統(tǒng)的輸出電流諧波多集中于低次頻段,且以奇次諧波為主。如圖10 所示,多諧振控制器在特定頻率處增益無窮大,且是在αβ 坐標(biāo)系下進(jìn)行控制,無需進(jìn)行復(fù)雜的解耦操作,可實(shí)現(xiàn)對正弦交流信號的無靜差跟蹤,因此可用來抑制電流諧波,減小穩(wěn)態(tài)誤差。多諧振控制器的傳遞函數(shù)為:
式中:Kp1、Kr——多諧振控制器的控制增益;ωn——諧振角頻率,rad/s。
多諧振控制策略下的系統(tǒng)框圖如圖11 所示,其中KI 為標(biāo)幺化系數(shù),Gd (s) 為控制器的延時環(huán)節(jié),一般有Gd (s)=1/1.5Ts +1。
電流環(huán)采用多諧振控制時,由于被控對象本身的相位滯后及控制系統(tǒng)中延遲的存在,系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度較低,當(dāng)并聯(lián)多個諧振控制器時,較易造成系統(tǒng)振蕩及失衡[24]。因此,研究一種針對單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)進(jìn)行相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制策略。
相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器傳遞函數(shù)如式(17)所示,其在諧振頻率處的增益較大,有效抑制輸出電流中的奇次諧波。相比于常規(guī)的多諧振控制策略,相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制策略對諧振控制器的滯后相角進(jìn)行補(bǔ)償,解決了并聯(lián)多個諧振控制器時控制系統(tǒng)失穩(wěn)的問題。
常規(guī)的諧振控制器與相位補(bǔ)償?shù)闹C振控制器的Bode 圖如圖13 所示,可明顯看到,常規(guī)的諧振控制器的相角滯后明顯,且隨著頻率的增大,滯后的相角也隨之增大。當(dāng)采用相位補(bǔ)償?shù)闹C振控制器時,滯后相角得到補(bǔ)償,諧振控制器的平均相角始終為0°。如圖14 所示,采用常規(guī)的多諧振控制器的逆變系統(tǒng)的最小相位裕度為29.6°,而采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器的逆變系統(tǒng)的最小相位裕度提高到68.8°。由式(17)可知,采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器的逆變系統(tǒng)在右半平面無極點(diǎn),如圖15 所示,該系統(tǒng)的奈奎斯特曲線無包圍點(diǎn)(?1,j0),故此閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定。
4 實(shí)驗驗證
4.1 鎖相環(huán)的設(shè)計
在并網(wǎng)系統(tǒng)中,為實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù),鎖相環(huán)的使用必不可少。本文采用一種基于二階廣義積分器(second-ordergeneral integrator,SOGI)的單相鎖相環(huán),將輸入電壓作為uα,虛擬一個超前uα 90°的uβ,通過Park 變換得到電壓的d 軸分量和q 軸分量,采用PI 控制器使uq 等于0,為加快鎖相速度,將PI 控制后的輸出加上初始工頻角頻率ωref,再經(jīng)過積分環(huán)節(jié)得到電網(wǎng)電壓相位?;赟OGI 的單相鎖相環(huán)的控制框圖如圖16 所示。
4.2 實(shí)驗結(jié)果
為驗證單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器調(diào)制策略及控制方法的有效性,搭建基于DSPTMSF28335 的樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗測試,硬件實(shí)驗平臺如圖17 所示,實(shí)驗主要參數(shù)如表1所示。
首先,進(jìn)行鉗位電路的驗證。圖18a 為不加入鉗位電路時變壓器二次側(cè)輸出電壓波形及并網(wǎng)電流波形,由于變壓器漏感的存在,在一個開關(guān)周期內(nèi),漏感電流無續(xù)流通路,導(dǎo)致變壓器二次側(cè)產(chǎn)生較大的電壓尖峰,周波變換器在正常工作時,受到變壓器二次側(cè)電壓尖峰的影響,輸出的電流質(zhì)量有明顯的畸變現(xiàn)象。如圖18b 所示,不加鉗位電路時,uCD 的電壓尖峰為2 倍的UCD。
圖19a 為加入鉗位電路后的變壓器二次側(cè)輸出電壓波形及并網(wǎng)電流波形,圖19b 為變壓器二次側(cè)輸出電壓的放大圖,在一個開關(guān)周期內(nèi),變壓器二次側(cè)電壓分別被鉗位至0和nUpv,變壓器漏感能量通過鉗位電容吸收和釋放,消除了變壓器二次側(cè)的電壓尖峰,同時減少了系統(tǒng)損耗,輸出電流質(zhì)量得到明顯提升。
然后,進(jìn)行電流內(nèi)環(huán)控制算法的驗證。采用常規(guī)的多諧振控制器作為電流內(nèi)環(huán)作用于高頻隔離逆變系統(tǒng),首先,只讓諧振頻率為基波頻率的諧振控制器工作,在逆變系統(tǒng)穩(wěn)定后,依次加入諧振頻率為諧波頻率的諧振控制器,當(dāng)諧振頻率加到7 次及以上諧波的諧振控制器,即并聯(lián)的諧振控制器為4 個及以上時,如圖20 所示,并網(wǎng)電流開始振蕩,系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。
圖21a 為穩(wěn)態(tài)下采用常規(guī)多諧振控制器時的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流,圖21b 為并網(wǎng)電流的各次諧波含量,其總諧波含量為3.852%。圖22a 為穩(wěn)態(tài)下采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器時的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流,圖22b 為并網(wǎng)電流的各次諧波含量,其總諧波含量為2.184%。當(dāng)采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器時,將諧振控制器并聯(lián)至11 次,系統(tǒng)仍穩(wěn)定。通過對比圖21 和圖22 可得,采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器時并網(wǎng)電流的諧波含量明顯更低。
接下來進(jìn)行MPPT 算法的驗證。圖23 是外界太陽輻照度發(fā)生變化時MPPT 輸出電壓及并網(wǎng)電流波形,可看到,當(dāng)太陽輻照度發(fā)生變化時,該逆變系統(tǒng)能在約150 ms 內(nèi)實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤,輸出的并網(wǎng)電流重新恢復(fù)穩(wěn)定。
當(dāng)光伏并網(wǎng)逆變器給電網(wǎng)注入無功時的實(shí)驗波形如圖24 和圖25 所示,分別是功率因數(shù)角為? 10° 和功率因數(shù)角為?30°時采用不同控制算法的波形。圖24a 為功率因數(shù)角為?10°時采用常規(guī)的多諧振控制器時的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流,電流出現(xiàn)明顯畸變;圖24b 為采用常規(guī)的多諧振控制器時并網(wǎng)電流的各次諧波含量,其總諧波含量為6.213%;圖24c 為采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器時的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流,并網(wǎng)電流未出現(xiàn)明顯畸變;圖24d 為采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器時并網(wǎng)電流的各次諧波含量,其總諧波含量為2.607%。圖25a 為功率因數(shù)角為?30°時采用常規(guī)的多諧振控制器的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流,電流出現(xiàn)明顯的畸變現(xiàn)象,圖25b 為采用常規(guī)的多諧振控制器時并網(wǎng)電流的各次諧波含量,其總諧波含量為4.385%,圖25c 為功率因數(shù)角為?30°時采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流,并網(wǎng)電流未出現(xiàn)明顯畸變,圖25d 為采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器時并網(wǎng)電流的各次諧波含量,其總諧波含量大小為2.516%。由圖24 和圖25 可知,當(dāng)光伏并網(wǎng)逆變器給電網(wǎng)注入無功時,采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器的并網(wǎng)電流的諧波含量明顯更低。
光伏并網(wǎng)逆變器啟動瞬間的實(shí)驗波形如圖26 所示,經(jīng)過約200 ms 系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。圖27 為單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器的實(shí)驗轉(zhuǎn)換效率,功率分析儀采用PA2201A,測量精度為0.05%,在輸出功率為100~600 W 范圍內(nèi),實(shí)驗轉(zhuǎn)換效率為89.48%~92.86%。
5 結(jié) 論
本文提出一種可實(shí)現(xiàn)雙向功率流的高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器的調(diào)制方法及其控制策略。該逆變器采用單級式結(jié)構(gòu),結(jié)合電壓鉗位技術(shù),消除了變壓器二次側(cè)電壓尖峰和振蕩現(xiàn)象。對電路工作過程及原理進(jìn)行詳細(xì)分析,建立等效電路模型,在此基礎(chǔ)上給出該逆變器的數(shù)學(xué)模型。采用光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的三環(huán)控制結(jié)構(gòu),為了提高并網(wǎng)電流質(zhì)量,研究一種針對單級式高頻隔離光伏并網(wǎng)逆變器的相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制器,與常規(guī)的多諧振控制器相比較,該控制器補(bǔ)償了控制系統(tǒng)滯后的相角,提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度,從而實(shí)現(xiàn)加入更多次的諧振控制器,并網(wǎng)電流諧波含量明顯減小。在向電網(wǎng)注入無功時采用相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制策略的并網(wǎng)電流諧波含量要明顯低于采用常規(guī)的多諧振控制策略的并網(wǎng)電流諧波含量。在輸出功率為100~600 W 范圍內(nèi)實(shí)驗轉(zhuǎn)換效率達(dá)到了89.48%~92.86%。通過實(shí)驗表明,本文所提出的針對光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中單級式高頻隔離逆變器的調(diào)制方法在消除變壓器二次側(cè)電壓尖峰的基礎(chǔ)上,結(jié)合相位補(bǔ)償?shù)亩嘀C振控制策略,在單級式結(jié)構(gòu)中完成最大功率跟蹤,并實(shí)現(xiàn)對并網(wǎng)電流的精確控制。
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基金項目:國家自然科學(xué)基金(61673305);山東省高等學(xué)校科研計劃(J15LN37);山東省自然科學(xué)基金(ZR2023ME138);臺達(dá)電力電子科教發(fā)展計劃