摘 要：為使光伏系統(tǒng)和燃料電池的輸出電壓適應(yīng)于并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)所需的電壓等級(jí)，提出一種基于單神經(jīng)元PID的高增益DC-DC變換器。基于耦合電感的升壓?jiǎn)卧?，使變換器在原有的開(kāi)關(guān)占空比D 上，增加一個(gè)新的自由度來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓。鉗位單元的引入，削弱了耦合電感漏感與半導(dǎo)體器件的電壓尖峰，提升了變換器的效率。通過(guò)單神經(jīng)元PID，增強(qiáng)變換器抗擾動(dòng)能力。該文先分析所提變換器的工作模態(tài)，推出其性能特點(diǎn)，并與經(jīng)典變換器做出比較。通過(guò)仿真模擬電路運(yùn)行和搭建實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ脱芯?，?yàn)證理論分析的正確性和實(shí)驗(yàn)過(guò)程的準(zhǔn)確性。

關(guān)鍵詞：DC-DC變換器；耦合電感；電壓增益；鉗位單元；單神經(jīng)元PID

中圖分類(lèi)號(hào)：TM46 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

高增益DC-DC 變換器在光伏發(fā)電和燃料電池等領(lǐng)域具有很大的應(yīng)用價(jià)值。傳統(tǒng)Boost 變換器，因結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單增益不足，無(wú)法滿足在電能傳輸過(guò)程中高電壓輸出的需求，因此需升壓能力較強(qiáng)的DC-DC 變換器提升其輸出電壓等級(jí)［1-5］。1）級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)［6］：可實(shí)現(xiàn)高電壓輸出，但所搭建變換器的工作效率欠佳；2）開(kāi)關(guān)電感、電容［7-10］：升壓能力強(qiáng)，但需疊代升壓?jiǎn)卧獊?lái)提高升壓能力；3）耦合電感［11-15］：引入新的增益調(diào)節(jié)因子，增強(qiáng)了升壓能力，減少了器件數(shù)量，但會(huì)增大半導(dǎo)體器件的電壓尖峰。

單神經(jīng)元PID 在高階高增益DC-DC 變換器之中的應(yīng)用不多，本文提出一種基于單神經(jīng)元PID 的高增益DC-DC 變換器，克服經(jīng)典PID 的不足，增強(qiáng)變換器魯棒性。為驗(yàn)證本文所提變換器的可行性，在結(jié)合仿真模擬電路運(yùn)行和搭建實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ脱芯康幕A(chǔ)上，分析了所提變換器在單神經(jīng)元PID 控制下的穩(wěn)定性。

1 變換器結(jié)構(gòu)及工作過(guò)程

1.1 變換器結(jié)構(gòu)

所提新型變換器由耦合電感N1、N2、N3；開(kāi)關(guān)管S1、S2；二極管VD1～VD4 和VDo；電容C1～C3 和Co 共同組成。耦合電感匝比N1∶N2∶N3 = 1∶n1∶n2，Vg 為電源電壓，R 為負(fù)載。圖1 為新型高增益耦合電感DC-DC 變換器的結(jié)構(gòu)圖。

圖2 為本文所設(shè)計(jì)的變換器拓?fù)湎噍^于傳統(tǒng)的耦合電感升壓式DC-DC 拓?fù)渌M(jìn)行擴(kuò)展推演的思路。

如圖2a 所示，本文將傳統(tǒng)的單開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)改進(jìn)為鉗位單元［16］。傳統(tǒng)的單開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)不能決定勵(lì)磁電感L 的電壓，而引用新的鉗位單元可使電容C 與輸入電源共同決定勵(lì)磁電感L的電壓，以此來(lái)增大勵(lì)磁電感L 的電壓變化范圍，從而使變換器的增壓能力得到進(jìn)一步改善。鉗位單元的雙開(kāi)關(guān)管平分單開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，從而減少開(kāi)關(guān)管的電能損耗。

如圖2b 所示，本文將傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)電容結(jié)構(gòu)改進(jìn)為耦合電感式開(kāi)關(guān)電容結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)電容結(jié)構(gòu)需通過(guò)不斷疊代升壓?jiǎn)卧?，從而增?qiáng)其升壓能力。但在疊代過(guò)程中，會(huì)增加器件數(shù)量，且二極管存在較高的電流尖峰，不利于器件選型及節(jié)約能耗。位于開(kāi)關(guān)電容下橋臂耦合電感鉗制電容的電流尖峰，同時(shí)電容反向鉗制位于開(kāi)關(guān)電容下橋臂耦合電感的電壓尖峰，不僅提高了變換器的工作穩(wěn)定性，又可增強(qiáng)變換器的升壓能力。同時(shí)上橋臂電容的電能輸入會(huì)隨耦合電感接入開(kāi)關(guān)電容的下橋臂而顯著提升，變換器的升壓倍數(shù)也隨之提升。

1.2 拓?fù)涔ぷ鬟^(guò)程

圖3 為變換器主要元器件工作時(shí)的波形圖。

在周期Ts 內(nèi)，變換器經(jīng)歷4 種工作模式，S1、S2 狀態(tài)始終一致，vS1，2 表示開(kāi)關(guān)的壓降。iVD1～iVD4 和iVDo 表示各二極管的電流波形。iLk代表通過(guò)耦合電感換算到N1 側(cè)漏感之和Lk 的電流，iLm代表通過(guò)勵(lì)磁電感Lm 的電流。

為簡(jiǎn)化分析過(guò)程，分析模態(tài)前默認(rèn)：1）所有寄生參數(shù)僅考慮漏感影響；2）電容容量足夠，電壓恒定；3）iLm連續(xù)。

模態(tài)1（圖4a）：t0—t1 時(shí)段，S1、S2 正向?qū)?，VD3 和VDo 通過(guò)正向電流，VD1、VD2 和VD4 反向不導(dǎo)通。iLm、iLk在輸入電源Vg 的激勵(lì)下逐步升高。Vg 分別為C1 與C2 正向充電，其中為C1 充電途徑N1、S2 和S1，為C2 充電途徑N1、VD3 和N3，C2吸收N3 的漏感能量。N2 的漏感能量由C3 吸收。同時(shí)，C2 和C3 通過(guò)VDo 為負(fù)載提供能量。VD1、VD2 截止產(chǎn)生的電壓尖峰與VD4 截止產(chǎn)生的電壓尖峰分別被C1 和C3 所鉗制。

模態(tài)2（圖4b）：t1—t2 時(shí)段，VD3、VDo 反向不導(dǎo)通，VD4 通過(guò)正向電流。iLm、iLk因Vg 的激勵(lì)持續(xù)升高。C2 為C3 提供能量，充電過(guò)程途徑N3 和VD4。Co 為R 供電。

模態(tài)3（圖4c）：t2—t3 時(shí)段，S1、S2 處于關(guān)斷狀態(tài)，VD1、VD2通過(guò)正向電流。N2、N3 漏感電流流過(guò)VD4，iLk轉(zhuǎn)為降低狀態(tài)，iLm持續(xù)升高。Vg 為C1 反向充電，充電過(guò)程途徑N1、VD1 和VD2。S1、S2 的電壓被C1 所鉗制。VD3 的電壓尖峰可通過(guò)C3削減。

3 拓?fù)溟]環(huán)控制分析

單神經(jīng)元結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，計(jì)算方便，是組成神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的基本單元，擁有自學(xué)習(xí)和自適應(yīng)的特性。和經(jīng)典PID 控制器相結(jié)合，即構(gòu)成單神經(jīng)元PID 控制器，可在一些復(fù)雜的環(huán)境中處理經(jīng)典PID 控制器較難操作控制等一些復(fù)雜的過(guò)程，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行有效的控制。

3.1 狀態(tài)空間方程

狀態(tài)空間平均法定義明確，且擁有較為簡(jiǎn)單的模型，是通過(guò)時(shí)間平均以線性RLC 器件構(gòu)成拓?fù)錇榛A(chǔ)，以iN 和VC為狀態(tài)變量，利用開(kāi)關(guān)管通斷，得到拓?fù)渲芷诰禒顟B(tài)的一種方法。

但耦合電感僅部分繞組一直處于線性工作，因此非線性工作的繞組電流狀態(tài)需轉(zhuǎn)換為線性工作繞組的電流來(lái)表示。

3.4 單神經(jīng)元PID仿真

單神經(jīng)元與PID 的結(jié)合方式有兩種。一種是在單神經(jīng)元結(jié)構(gòu)當(dāng)中，PID 控制器的3 個(gè)參數(shù)可對(duì)應(yīng)到神經(jīng)元的輸入權(quán)重，神經(jīng)元的輸入可表示經(jīng)過(guò)處理后的偏差值。另一種則是在經(jīng)典PID 控制器的基礎(chǔ)上，增加了一個(gè)實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)的增量，用單神經(jīng)元根據(jù)系統(tǒng)偏差，實(shí)時(shí)調(diào)控經(jīng)典PID 的參數(shù)。為使控制器設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，保留經(jīng)典PID 的優(yōu)點(diǎn)，本文所提單神經(jīng)元PID 的控制方式采用第2 種。

經(jīng)典PID 控制器的傳函形式表達(dá)式為：

式中：Kp、Ki、Kd——單神經(jīng)元PID 的動(dòng)態(tài)參數(shù)；kp、ki、kd——單神經(jīng)元PID 的初始整定參數(shù)。

圖7 是用Simulink 搭建的單神經(jīng)元PID 控制器的模塊圖。

應(yīng)用Simulink 工具對(duì)變換器的閉環(huán)控制進(jìn)行仿真。圖8為經(jīng)典PID 與單神經(jīng)元PID 的閉環(huán)對(duì)比曲線。圖9 為單神經(jīng)元PID 的系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)。動(dòng)態(tài)降落（Cmax）和恢復(fù)時(shí)間（tv）是描述擾動(dòng)響應(yīng)的指標(biāo)，由曲線可知：

對(duì)于輸入擾動(dòng)的調(diào)節(jié)，經(jīng)典PID 的恢復(fù)時(shí)間分別為5.8和6.3 ms，動(dòng)態(tài)降落為20.4 和12.5 V。單神經(jīng)元PID 的恢復(fù)時(shí)間分別為3.4 和5.3 ms，動(dòng)態(tài)降落為17.5 和8.3 V。

對(duì)于負(fù)載擾動(dòng)的調(diào)節(jié)，經(jīng)典PID 的恢復(fù)時(shí)間分別為7.4和5.1 ms，動(dòng)態(tài)降落為6.2 和6.4 V。單神經(jīng)元PID 的恢復(fù)時(shí)間分別為3.6 和4.8 ms，動(dòng)態(tài)降落為1.6 和3.4 V。

通過(guò)曲線和上述數(shù)據(jù)可知，兩種控制算法都可在較短的時(shí)間內(nèi)使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)，但在擾動(dòng)輸入的情況下，單神經(jīng)元PID 的性能略強(qiáng)于經(jīng)典PID。

4 變換器實(shí)驗(yàn)分析

通過(guò)對(duì)直流穩(wěn)態(tài)分析及拓?fù)溟]環(huán)控制分析的結(jié)果進(jìn)行總結(jié)，將本文所提的變換器系統(tǒng)分為主電路拓?fù)?、主控單元、采樣電路以及輔助電路幾部分。主控單元部分采用TMS320F28335 系列DSP 的軟件建立， 做邏輯處理運(yùn)算。由于本文計(jì)算過(guò)程取開(kāi)關(guān)工作頻率為50 kHz，因此驅(qū)動(dòng)電路采用高速開(kāi)關(guān)光耦輸出PWM，控制開(kāi)關(guān)管工作。采樣電路采用TBV10/25 A 霍爾電壓傳感器對(duì)變換器進(jìn)行實(shí)施精確檢測(cè)，采集輸出電壓，做反饋環(huán)節(jié)輸入。變換器系統(tǒng)組成框圖可用圖10 表示。

對(duì)變換器分析進(jìn)行驗(yàn)證，制作200 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。圖11為搭建的樣機(jī)，表2 為樣機(jī)器件參數(shù)。

圖12a～圖12e 是變換器負(fù)載R =720 Ω 時(shí)各半導(dǎo)體器件工作的電壓、電流波形。通過(guò)圖12a 和圖12b 可知，S1、S2 和VD1、VD2 互補(bǔ)導(dǎo)通，因?yàn)榕cN1、N2 相連，所以關(guān)斷時(shí)會(huì)產(chǎn)生電壓尖峰，通過(guò)C1 可削減S1、S2 和VD1、VD2 關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的電壓尖峰，和無(wú)鉗位耦合電感變換器相比，電壓尖峰要小很多。

圖12a～圖12e 是變換器負(fù)載R =720 Ω 時(shí)各半導(dǎo)體器件工作的電壓、電流波形。通過(guò)圖12a 和圖12b 可知，S1、S2 和VD1、VD2 互補(bǔ)導(dǎo)通，因?yàn)榕cN1、N2 相連，所以關(guān)斷時(shí)會(huì)產(chǎn)生電壓尖峰，通過(guò)C1 可削減S1、S2 和VD1、VD2 關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的電壓尖峰，和無(wú)鉗位耦合電感變換器相比，電壓尖峰要小很多。通過(guò)圖12c～圖12e 可知，因?yàn)殡娙軨3 和Co 的作用，使得二極管VD3、VD4 和VDo 的電壓尖峰很小。N3 和N2 的漏感能量分別由C2 和C3 吸收，進(jìn)行能量的二次使用。VD4 的電流尖峰最高，但尖峰幅值小于1.3 A，所有二極管零電流關(guān)斷，可降低關(guān)斷損耗。

圖12f 為取輸入電流平均值為7.91 A，27 V 恒定輸入，720 Ω 負(fù)載與380 V 輸出的波形。整體上，器件工作趨勢(shì)與仿真相同，變換器工作穩(wěn)定。

圖12g 和圖12h 為輸出電壓在引入擾動(dòng)時(shí)的變化曲線。將輸入電壓由24 V 抬升至30 V，模擬輸入擾動(dòng)下的輸出恢復(fù)過(guò)程；將負(fù)載由720 Ω 抬升至1100 Ω 后恢復(fù)，進(jìn)行模擬負(fù)載擾動(dòng)。

通過(guò)實(shí)驗(yàn)波形可知，系統(tǒng)能在輸入擾動(dòng)出現(xiàn)瞬間修正系統(tǒng)偏差，穩(wěn)定輸出電壓。負(fù)載切換對(duì)輸出電流Io 產(chǎn)生影響較大，對(duì)輸出電壓的浮動(dòng)變化作用不大。擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)過(guò)程所得結(jié)果和理論驗(yàn)證所得結(jié)論基本一致，證明變換器在單神經(jīng)元PID 控制下具有一定的穩(wěn)定性和魯棒性。

由于受到電路板布局及繞組磁場(chǎng)等影響，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)和理論分析曲線可能存在一定差異，但不影響曲線的走勢(shì)。圖13為樣機(jī)在輸入恒壓27 V、輸出恒壓380 V 條件下變換器效率隨輸出功率變化的仿真、實(shí)驗(yàn)曲線。

根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)計(jì)算可知，變換器的效率最值出現(xiàn)在輸出功率Po 約為80 W 時(shí)，效率計(jì)算值是96.7%。變換器輸出功率為200 W 時(shí)，效率計(jì)算值是93.9%。

5 結(jié) 論

提出一種基于單神經(jīng)元PID 的高增益DC-DC 變換器，根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)和理論計(jì)算，基于單神經(jīng)元PID 控制的變換器優(yōu)點(diǎn)有：

1）耦合繞組引入新的增益調(diào)節(jié)因子。

2）變換器元器件相對(duì)較少，增益相對(duì)較高。

3）鉗位電容削減耦合電感對(duì)半導(dǎo)體器件產(chǎn)生的電壓尖峰，吸收漏感電流，提高效率。

4）變換器所有二極管工作電流尖峰小，零電流關(guān)斷，降低了二極管的損耗，提高變換器效率。

5）單神經(jīng)元PID 實(shí)現(xiàn)了PID 參數(shù)的動(dòng)態(tài)調(diào)整。

6）單神經(jīng)元PID 優(yōu)化經(jīng)典PID 的不足，對(duì)擾動(dòng)調(diào)節(jié)的時(shí)間短，調(diào)節(jié)時(shí)的電壓脈沖小，增強(qiáng)了變換器的穩(wěn)定性。

7）文中所提單神經(jīng)元PID 控制思想可延伸到其他高階次高增益DC-DC 變換器之中。

8）本文所提的變換器可應(yīng)用在光伏系統(tǒng)當(dāng)中，克服系統(tǒng)輸出的電壓等級(jí)不高、輸出不穩(wěn)定的難題。

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