摘 要：為解決傳統(tǒng)LLC諧振變換器在光儲系統(tǒng)等寬電壓范圍應(yīng)用中存在整體效率低和開關(guān)頻率范圍寬等問題，提出一種三通道三電平寬電壓范圍LLC諧振變換器。該變換器具有雙通道和三通道兩種工作模式，通過組合不同模式下的增益實(shí)現(xiàn)寬輸出電壓范圍。變換器能在全電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，工作于固定開關(guān)頻率，具有參數(shù)與磁性元件設(shè)計(jì)簡單等優(yōu)點(diǎn)。詳細(xì)分析變換器各種工作模式的原理與增益特性，并明確變換器實(shí)現(xiàn)ZVS的條件。最終基于GaN開關(guān)器件設(shè)計(jì)并搭建一臺輸入電壓200 V、輸出電壓5～20 V、最大功率200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證所提拓?fù)涞目尚行耘c理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：DC-DC變換器；諧振電路；零電壓開關(guān)；三通道；寬電壓范圍

中圖分類號：TM46 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

儲能系統(tǒng)在新能源發(fā)電過程中可起到削峰填谷等作用，廣泛應(yīng)用于儲能系統(tǒng)的鋰離子電池與超級電容電壓變化范圍較寬［1-2］，充電時(shí)需接入寬輸出電壓范圍變換器。對于光伏發(fā)電而言，輸出電壓受到環(huán)境影響具有較大波動［3］，需要寬電壓范圍變換器穩(wěn)定電壓。綜上，需對高效寬電壓范圍DC-DC變換器進(jìn)行深入研究。

LLC 諧振變換器作為隔離型DC-DC 變換器，因具有高效率、高功率密度等特點(diǎn)得到廣泛應(yīng)用［4-5］。傳統(tǒng)LLC 諧振變換器通常采用脈沖頻率調(diào)制（pulse frequency modulation，PFM），在寬電壓范圍的應(yīng)用中，開關(guān)頻率的范圍寬，整體效率不高［6］。國內(nèi)外專家針對如何拓寬LLC 變換器的輸出電壓范圍已提出多種解決方案。文獻(xiàn)［7-8］將PFM 與移相調(diào)制（phase shift modulation， PSM）相結(jié)合，擴(kuò)寬了變換器的電壓范圍；文獻(xiàn)［9］介紹了一種用于LLC 變換器的輕負(fù)載控制方法，該方法避免了由LLC 變換器過諧振區(qū)域內(nèi)寄生參數(shù)引起的非單調(diào)增益問題。如果需要更寬的增益范圍，則需對傳統(tǒng)LLC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行調(diào)整。文獻(xiàn)［10］中變換器的諧振腔被引入了一個(gè)諧振點(diǎn)，提高了變換器增益曲線隨開關(guān)頻率的變化率，使得電壓范圍更寬；文獻(xiàn)［11-12］將非隔離的DC/DC 變換器與LLC 諧振變換器進(jìn)行級聯(lián)，通過調(diào)節(jié)非隔離DC/DC 變換器的占空比，有效擴(kuò)寬了變換器的電壓范圍。

拓?fù)渲貥?gòu)是通過對現(xiàn)有拓?fù)溥m當(dāng)增加開關(guān)器件，控制開關(guān)信號從而使得變換器具有多種工作模式的方法。寬電壓范圍LLC 變換器通常在一次側(cè)的逆變結(jié)構(gòu)和二次側(cè)的整流結(jié)構(gòu)做出改變，一次側(cè)可通過全橋和半橋結(jié)構(gòu)相互切換的方法使得變換器增益提升一倍［13-15］，二次側(cè)可通過引入倍壓整流結(jié)構(gòu)提升變換器的電壓范圍［16-17］。文獻(xiàn)［18］將兩個(gè)三電平橋臂與諧振腔結(jié)合，提出一種新型的變換器，該拓?fù)渚哂? 種工作模式以保證變換器的寬電壓范圍；文獻(xiàn)［19］在全橋結(jié)構(gòu)上加入額外的橋臂，可通過PWM 控制改變變換器增益。

本文提出一種新型三通道三電平寬電壓范圍LLC 諧振變換器，該變換器可工作于雙通道或三通道兩種工作模式，通過組合變換器工作的通道實(shí)現(xiàn)寬輸出電壓范圍。最終基于GaN 開關(guān)器件搭建一臺5～20 V 輸出電壓的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所提變換器具有較寬的輸出電壓范圍。

1 三通道三電平寬電壓范圍LLC諧振變換器

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三通道三電平寬電壓范圍LLC 諧振變換器拓?fù)淙鐖D1所示。變換器一次側(cè)為開關(guān)管S1～S6 及支撐電容C1、C2 組成的有源鉗位三電平電路，二次側(cè)為二極管VD1～VD8 和支撐電容Co1、Co2 及Co3 組成的串聯(lián)整流電路。變換器存在3 個(gè)功率通道，其中通道1 由諧振電感Lr1、諧振電容Cr1 及高頻變壓器T1 組成，同樣的，通道2、3 分別由諧振電感Lr2 和Lr3、諧振電容Cr2 和Cr3 及高頻變壓器T2 和T3 組成。高頻變壓器T1、T2 及T3 的匝數(shù)比分別為n1、n2 及n3。為了避免輸入電容C1、C2 與輸出電容Co1、Co3 的電壓不平衡，變比需滿足n1 =n3。

1.2 工作原理

本文所提變換器具有3 個(gè)通道，通道1 與通道3 傳輸能量時(shí)變換器工作于雙通道模式，3 個(gè)通道同時(shí)傳輸能量時(shí)變換器工作于三通道模式。雙通道模式和三通道模式分別具有低增益和高增益特性，變換器通過兩種模式的切換可應(yīng)用于儲能系統(tǒng)等需要寬增益變換器的場景。變換器通過調(diào)整端口電壓的高電平占空比實(shí)現(xiàn)增益調(diào)節(jié)，因此開關(guān)頻率可恒定于諧振頻率，有利于變換器效率的提升和磁性元件的設(shè)計(jì)。此外，所有開關(guān)管和諧振腔均具有較低的電壓和電流應(yīng)力，這降低了開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通（zero voltage switching，ZVS）的難度以及諧振腔的體積。

1.2.1 三通道LLC 模式

三通道LLC 工作模式中，變換器的輸出電壓等于3 個(gè)通道各自輸出電壓之和。通道2 始終以50% 的占空比工作，輸出電壓通過改變通道1 和3 的高電平占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)，其主要波形如圖2 所示。

三通道模式可根據(jù)諧振電流ir2 分為正半周期和負(fù)半周期，正半周期包含兩種模態(tài)。在［t0，t1）時(shí)段，S1、S2 和S6 導(dǎo)通，端口電壓VAB 被鉗位至零電平，VCD 與VEF 為高電平，該時(shí)段的工作模態(tài)如圖3a 所示。在［t1，t2］時(shí)段，S6 關(guān)斷，諧振電流ir3 完成S4 寄生電容的放電，S4 實(shí)現(xiàn)ZVS 導(dǎo)通，VEF 由高電平轉(zhuǎn)為零電平，ir3 開始反向增大，該時(shí)段的工作模態(tài)如圖3b所示。三通道負(fù)半周期模態(tài)與正半周期對稱。

1.2.2 雙通道LLC 模式

雙通道LLC 模式下，S2 與S3 恒定關(guān)閉，只通過通道1 和3 傳輸能量，為保證輸入電容電壓平衡，通道1 和3 電流幅值相等，需滿足Cr1 =Cr3，Lr1 =Lr3。根據(jù)端口電壓VAB 和VEF 之間是否存在相位差，雙通道模式可分為同步和異步雙通道工作模式。兩種工作模式的波形如圖4 所示。

兩種模式具有相似的輸出電壓范圍。然而，在同步模式中（如圖4a），通道1 和通道3 同時(shí)進(jìn)入死區(qū)。因此，電位VC和VD 同時(shí)變化，使得VCD 振蕩較小。在異步模式中，由于死區(qū)時(shí)間內(nèi)S1～S4 之間只有S1 動作（如圖4b），電位VC 振蕩，導(dǎo)致VCD 產(chǎn)生波動，造成電磁干擾并降低效率。因此，本文選擇同步雙通道模式作為變換器的工作模式。

變換器在同步雙通道模式中可根據(jù)諧振電流分為正半周期與負(fù)半周期兩種模態(tài)，在［t0，t1）時(shí)段，S5 與S6 導(dǎo)通，端口電壓VAB 與VEF 均為Vin /2，諧振電流ir1 與ir3 逐漸上升，變換器通過變壓器T1 與T3 向二次側(cè)傳遞能量，通道2 處于理想的非工作狀態(tài)。該模式下變換器正半周期模態(tài)如圖5所示。在［t1，t2］時(shí)段，S5 與S6 關(guān)斷，S1 與S4 導(dǎo)通，端口電壓VAB 與VEF 均被鉗位至0，變換器進(jìn)入負(fù)半周期，諧振電流ir1與ir3 逐漸下降。在S5 與S6 關(guān)斷后的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，諧振電流ir1 與ir3 分別對開關(guān)器件S1 與S4 的寄生電容放電，實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。

2 變換器特性分析與參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 電壓增益特性

根據(jù)前文分析，變換器通過改變通道1 與通道3 的占空比調(diào)節(jié)輸出電壓范圍。由于3 個(gè)通道均通過基波分量向二次側(cè)傳遞能量，因此采用基波分析法對變換器的增益進(jìn)行分析。變換器運(yùn)行過程中，開關(guān)頻率fs 始終等于諧振頻率fr，且各通道的諧振頻率相等，滿足式（1）。

變換器開關(guān)網(wǎng)絡(luò)等效模型如圖6 所示，分別對3 個(gè)端口電壓進(jìn)行基波分析。

通道2 的端口電壓是幅值為±Vin /2 的方波，其占空比接近50%，VCD 的傅里葉分解展開式為：

3.1 實(shí)驗(yàn)平臺

為驗(yàn)證本文所提變換器的工作原理與理論分析的正確性，搭建一臺輸入電壓200 V、輸出電壓5～20 V、額定負(fù)載2 Ω 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖10 所示。諧振電感均為20 μH，變壓器T1 與T3 的勵磁電感為150 μH、變壓器T2 的勵磁電感為625 μH，磁芯材料為3C95。控制器采用型號為EP3C25E144I7N的FPGA，基于Verilog HDL 實(shí)現(xiàn)變換器的控制。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

雙通道同步模式中，當(dāng)占空比α 為0.25 時(shí)，端口電壓VAB、VCD、VEF，諧振電流ir1、ir2、ir3 及輸入側(cè)支撐電容C1 與C2 的電壓穩(wěn)態(tài)波形如圖11 所示。

在同步雙通道模式中，從各端口電壓和諧振電流波形可知，通道2 不傳輸能量，通道1 與通道3 中的諧振電流在該模式下相位相同，開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS 導(dǎo)通。值得注意的是，在同步雙通道模式下，VC 與VD 的電壓變化趨勢相同，因此VCD 振蕩較小，根據(jù)端口電壓VCD 與諧振電路ir2 的波形可知實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致。

異步雙通道模式穩(wěn)態(tài)波形如圖12 所示。其與同步雙通道模式相比，開關(guān)管動作期間勵磁電流ir1 與ir3 對通道2 造成不協(xié)調(diào)的充放電，造成了通道2 的諧振腔與開關(guān)器件寄生電容諧振，因此端口電壓VCD 與電流ir2 在開關(guān)管動作期間出現(xiàn)了明顯的振蕩，VCD 振蕩峰值約為25 V，該情況與前文理論分析相符合。因此，選用同步雙通道模式作為變換器的工作模式。變換器在雙通道模式中，理論上僅通過通道1 與通道3 傳輸能量，開關(guān)管S2、S3 恒定關(guān)斷。

三通道模式中，當(dāng)占空比β 分別為0.50 和0.25 時(shí)，端口電壓VAB、VCD、VEF，諧振電流ir1、ir2、ir3 及支撐電容C1 與C2 的電壓穩(wěn)態(tài)波形如圖13 所示。在三通道模式中，變換器的開關(guān)頻率為100 kHz，端口電壓VCD 為幅值±100 V 的方波，端口電壓VAB 與VEF 的相位相差90°。由于通道1 與通道3的勵磁電感較小，變壓器T1 與T3 的勵磁電流占比較大，因而諧振電流ir1 與ir3 呈現(xiàn)圖13 中所示的近似三角波波形。根據(jù)波形可知，當(dāng)占空比β 為0.5 時(shí)，輸出電壓變高，變換器功率變大，各通道電流幅值也相應(yīng)提升。開關(guān)管在三通道和雙通道模式中，電壓應(yīng)力均為Vin /2，不受占空比α 與β 的影響。

變換器工作于三通道模式，3 個(gè)通道均傳輸能量。占空比β =0.5 時(shí)，變換器輸出最大功率，3 個(gè)通道傳輸功率比例約為1∶2∶1，可視作3 個(gè)通道分配了變換器傳輸?shù)目偣β?。減小了各通道變壓器的功率應(yīng)力，更適用于大功率場所。

輸出電壓為18 V 時(shí)，變換器工作于三通道模式的切載實(shí)驗(yàn)波形如圖14 所示。根據(jù)實(shí)驗(yàn)波形，變換器分別在9、37、60及84 s 進(jìn)行加載和減載實(shí)驗(yàn)。由圖14 可知，變換器在減載后各通道電流有效值明顯降低，達(dá)到降低輸出功率的結(jié)果。在輕載切換為滿載時(shí)，各通道電流有效值增加且無電流沖擊。加減載期間，變換器保持18 V 的輸出電壓，變換器具有良好的動態(tài)性能。

3.3 效率分析

根據(jù)直流電源與電子負(fù)載功率計(jì)算，變換器在不同輸出電壓下的效率曲線如圖15 所示，變換器整體效率較高，效率區(qū)間為91.3%～95.3%。變換器工作于三通道模式且輸出電壓為20 V 時(shí)達(dá)到峰值效率95.3%。在雙通道模式時(shí)，通道2存在微弱電流導(dǎo)致該模式下線路損耗及整流側(cè)損耗占比增加，使得效率略低于三通道模式。

將所提變換器與近年寬電壓范圍LLC 諧振變換器進(jìn)行對比，結(jié)果如表2 所示。由表2 可看出，所提變換器開關(guān)器件較少，在固定開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)了4 倍的增益，在增益范圍和效率方面均具有優(yōu)勢，且變換器的開關(guān)器件電壓應(yīng)力為Vin /2，可拓展到高電壓的應(yīng)用場所，也有利于開關(guān)管ZVS的實(shí)現(xiàn)。本文所提變換器通過改變占空比D，能夠全范圍實(shí)現(xiàn)ZVS 導(dǎo)通與ZCS 關(guān)斷，符合變換器高頻化的發(fā)展趨勢。

4 結(jié) 論

本文面對光儲系統(tǒng)中對寬范圍變換器的需求，提出一種三通道三電平寬電壓范圍LLC 諧振變換器，并對變換器不同模態(tài)的工作原理與增益進(jìn)行詳細(xì)分析，最終搭建實(shí)驗(yàn)平臺進(jìn)行驗(yàn)證。得到如下主要結(jié)論：

1）基于拓?fù)渲貥?gòu)思想，所提變換器通過模態(tài)組合的方法實(shí)現(xiàn)了4 倍電壓增益，通過較少的開關(guān)器件輸出5～20 V 的寬電壓范圍。

2）變換器開關(guān)管電壓應(yīng)力低，適用于高壓輸入場所。通過對開關(guān)管的復(fù)用，降低了變換器實(shí)現(xiàn)ZVS 的難度。變換器能夠全電壓范圍實(shí)現(xiàn)ZVS 導(dǎo)通，且具有較高的總體效率，峰值效率為95.30%。

3）變換器采用PWM 控制，工作于固定頻率，避免了因開關(guān)頻率變化造成EMI 影響，且有利于磁性元件的設(shè)計(jì)和效率的提升。

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基金項(xiàng)目：國家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃（2021YFB2601500）；國家自然科學(xué)基金（52077183；52207138）